555: AMV LED PWM Zeit Digital Messtechnik Power Alarm Kfz NF Spiele Remote Diverses
555 als AMV
2010-2017 © Peter E. Burkhardt
555 als AMV

AMVs mit Tastverhältnis 1:1

AMV, Ladesteuerung mit Diode, Frequenz fest

AMV, Ladesteuerung mit Transistor/Diode (1)

AMV, Ladesteuerung mit Transistor/Diode (2)

AMV, Ladesteuerung über Pin 3 (1)

AMV, Ladesteuerung über Pin 3 (2)

AMV, Ladesteuerung über Pin 7 (1)

AMV, Ladesteuerung über Pin 7 (2)

AMV, Tastgrad 0,5 mit TTL-Teiler 2:1

AMV, Tastgrad 0,5 mit CMOS-Teiler 2:1

AMVs mit Stromquellen-Steuerung

Sägezahn-Generator

Sägezahn-Generator mit GND-Bezug

Sägezahn/Dreieck-Generator

Sägezahn/Dreieck-Generator, CV-Steuerung

Sägezahn/Dreieck-Generator, OPV-Stromquellen

Sägezahn/Dreieck-Generator, 10V-OPV-Endstufe

Sägezahn/Dreieck-Generator für Kennlinien

AMVs mit dem CMOS-555

AMVs mit Stromquellen-Steuerung

Sägezahn-Generator, Transistor-SQ

Sägezahn/Dreieck-Generator, OPV-SQ LM358

Sägezahn/Dreieck-Generator, OPV-SQ NE5532

Sägezahn/Dreieck-Generator, Transistor-SQ

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-01 © Peter E. Burkhardt

AMVs mit Tastverhältnis 1:1

Der 555 lässt in Standardschaltung (siehe Astabiler Multivibrator, Grundschaltung) kein Tastverhältnis 1:1 (Tastgrad 0,5) zu. Die folgenden Schaltungen liefern gleich lange H- und L-Zeiten. Die Genauigkeit TH = TL hängt nicht nur von der Schaltungsvariante, sondern auch von der AMV-Arbeitsfrequenz ab.

AMV, Ladesteuerung mit Diode, Frequenz fest

AMV, Tastgrad 0,5

Wirkungsweise

Die Grundschaltung des astabilen Multivibrators ist hier um die Diode D1 erweitert. Die Auf- und Entladung des Kondensators C erfolgt über jeweils einen eigenen Widerstand. C wird nur über Ra und D1 aufgeladen, da Rb durch die in Durchlass-Richtung gepolte Diode D1 überbrückt ist. Die Entladung erfolgt über Rb und den internen Entladetransistor. Dabei ist D1 in Sperr-Richtung gepolt.

Impulsfrequenz und Tastverhältnis

Die erste Ladezeit ist länger, da C sich von Uc = 0 beginnend aufladen muß. Die erste H-Zeit der Ausgangsimpulsfolge ergibt sich aus der MMV-Gleichung:

T0 = 1,1 * Ra * C

(1)   H-Zeit nach Start

Die folgenden Lade- und Entladezeiten werden vom Pendeln zwischen 1/3 und 2/3 von Ub bestimmt:
TH = Ra * C * ln 2 und TL = Rb * C * ln 2, daraus folgt:

TH = 0,693 * Ra * C
TL = 0,693 * Rb * C

(2)
(3)
  H-Zeit
L-Zeit

Die Periodendauer errechnet sich aus der Summe dieser Zeiten:
T = TH + TL, daraus folgt mit (2) und (3):

T = 0,693 * (Ra + Rb) * C

(4)   Periodendauer

Mit f = 1 / T ist die Frequenz gegeben:

f = 1,443 / ((Ra + Rb) * C)

(5)   Frequenz

Wird Ra = Rb dimensioniert, ergeben sich für Aufladung und Entladung die gleichen Zeitkonstanten und damit am Ausgang für H und L die gleiche Zeitdauer. Das Tastverhältnis (Tastgrad, duty cycle) der Rechteckwelle kann wie folgt berechnet werden:

TH / (TH + TL) = Ra / (Ra + Rb) = 0,5      mit Ra = Rb

(6)   Tastverhältnis 50 %
Die Gleichungen gelten für ideale Voraussetzungen:

Wie bei der astabilen Grundschaltung gelten die Gleichungen nur für ideale Voraussetzungen. Zusätzlich wird hier der Diodenwiderstand von D1 vernachlässigt. Die Durchlaßspannung von D1 ist zudem temperaturabhängig. Der Einfluß der Diode ist bei hoher Betriebsspannung Ub am geringsten.

Fazit

Vorteil der Schaltung ist das exakte Tastverhältnis von 50 %, solange die Bedingung Ra = Rb erfüllt ist. Nachteil ist, daß zur Frequenzeinstellung zwei Widerstände geändert werden müssen. Für eine feste Frequenz ist die Schaltung gut geeignet, wenn gleichzeitig ein Tastgrad von 0,5 gefordert ist.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-01 © Peter E. Burkhardt

AMV, Ladesteuerung mit Transistor/Diode (1)

AMV, Frequenz einstellbar, Tastverhältnis 50 % mit Transistor/Diode (1)

Laden/Entladen über R

In dieser Schaltung ist für Auf- und Entladung des Kondensators C der gleiche Widerstand R = R1 + R2 zuständig. Das wird mit dem Transistorschalter Q1 erreicht. Die Aufladung von C erfolgt über den durch­ge­steuerten Transistor Q1 und R. Die Entladung erfolgt ebenfalls über R und die Diode D1. Q1 ist jetzt gesperrt. Damit kann die Impulsfrequenz bei 50%-Tastverhältnis bequem mit nur einem Widerstand eingestellt werden.

Laden

Die Ansteuerung des Ladetransistors Q1 erfolgt indirekt von Discharge Pin 7 über Diode D2. Beim Laden führt Pin 7 H-Potential (Entladetransistor Qdis gesperrt). Diode D2 ist deshalb ebenfalls gesperrt und Q1 erhält über R4 Basisstrom. Somit kann der Ladestrom für C über Q1 und R fließen.

Entladen

Beim Entladen ist der Entladetransistor Qdis durchgesteuert. Damit führt Pin 7 L-Potential. Die Diode D2 ist jetzt in Durchlassrichtung gepolt und senkt das Basispotential von Q1 nach Masse ab. Q1 sperrt, es fließt kein Ladestrom mehr. Gleichzeitig öffnet auch Diode D1 und C kann sich über R und D1 nach Masse entladen.

Für Q1 kann auch ein ähnlicher Typ verwendet werden. Die Stromverstärkung sollte über 200 sein.

Impulsfrequenz und Tastverhältnis

Im Folgenden gilt R = R1 + R2. Die erste Ladezeit ist länger, da C sich von Uc = 0 beginnend aufladen muß. Die erste H-Zeit der Ausgangsimpulsfolge ergibt sich aus der MMV-Gleichung:

T0 = 1,1 * R * C

(1)   H-Zeit nach Start

Die folgenden Lade- und Entladezeiten werden vom Pendeln zwischen 1/3 und 2/3 von Ub bestimmt:
TH = R * C * ln 2 und TL = R * C * ln 2, daraus folgt:

TH = 0,693 * R * C
TL = 0,693 * R * C

(2)
(3)
  H-Zeit
L-Zeit

Die Periodendauer errechnet sich aus der Summe dieser Zeiten:
T = TH + TL, daraus folgt mit (2) und (3):

T = 2 * (0,693 * R * C) = 1,386 * R * C

(4)   Periodendauer

Mit f = 1 / T ist die Frequenz gegeben:

f = 0,721 / (R * C)

(5)   Frequenz

Das Tastverhältnis der Rechteckwelle kann wie folgt berechnet werden:

TH / (TH + TL) = R / (R + R) = 0,5

(6)   Tastverhältnis 50 %
555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-01 © Peter E. Burkhardt
Die Gleichungen gelten für ideale Voraussetzungen:

Wie bei der astabilen Grundschaltung gelten die Gleichungen nur für ideale Voraussetzungen. Zusätzlich wird hier der Durchlaßwiderstand des Transistors Q1 und die Fluss-Spannungen der Dioden D1 und D2 vernachlässigt. Der Einfluß dieser Größen ist bei hoher Betriebsspannung Ub am geringsten.

Fazit

Vorteil der Schaltung ist das Tastverhältnis von 50 % bei gleichzeitig einfach einstellbarer Frequenz mit nur einem Widerstand.

Nachteil ist, dass wegen der negativen Einflüsse von Q1 und D1 das Betreiben der Schaltung bei sehr niedriger Betriebsspannung zu größerer Abweichung vom 50%-Tastverhältnis führt.

Zusätzlich treten bei hohen Frequenzen Übernahmeverzerrungen beim Umschalten vom Laden zum Entladen auf. Diese Verzerrungen (gemessen am Emitter von Q1) sind nicht von Ub abhängig. Es haben sowohl R4 als auch R1 Einfluss auf die Form der Ladekurve im 1. Drittel. Deshalb wurde der Basiswiderstand R4 mit 1 kΩ sehr niedrig gewählt. Auch R1 als minimaler Lade-R darf nicht kleiner als angegeben sein. Die geplante Frequenz sollte nicht mehr als 100 kHz betragen.

AMV, Ladesteuerung mit Transistor/Diode (2)

Schaltung und Funktion

Die folgende Schaltung ist mit Abschnitt AMV, Tastgrad 0,5 mit Transistor/Diode (1) vergleichbar, allerdings wird anstelle D1 und D2 nur noch D1 mit veränderter Anordnung benutzt.

AMV, Frequenz einstellbar, Tastverhältnis 50 % mit Transistor/Diode (2)

Laden/Entladen über R

Für Auf- und Entladung des Kondensators C ist der gleiche Widerstand R = R1 + R2 zuständig. Das wird mit dem Transistorschalter Q1 erreicht. Die Aufladung von C erfolgt über den durch­ge­steuerten Transistor Q1 und R. Die Entladung erfolgt ebenfalls über R und die Diode D1. Q1 ist jetzt gesperrt. Damit kann die Impulsfrequenz bei 50%-Tastverhältnis bequem mit nur einem Widerstand eingestellt werden.

Laden

Die Ansteuerung des Ladetransistors Q1 erfolgt indirekt von Discharge Pin 7. Beim Laden ist der interne Entladetransistor gesperrt. D1 ist ebenfalls gesperrt, Q1 erhält über R4 Basisstrom. Somit kann der Ladestrom für C über Q1 und R fließen.

Entladen

Beim Entladen ist der Entladetransistor Qdis durchgesteuert. Damit führt Pin 7 und damit auch die Q1-Basis L-Potential. Q1 sperrt, es fließt kein Ladestrom mehr. Gleichzeitig öffnet Diode D1 und C kann sich über R und D1 nach Masse entladen.

Für Q1 kann auch ein ähnlicher Typ verwendet werden. Die Stromverstärkung sollte über 200 sein.

Impulsfrequenz und Tastverhältnis

Gleichungen und gemessene Werte sind im Bild angegeben, Beschreibung siehe auch AMV, Tastgrad 0,5 mit Transistor/Diode (1).

Die Gleichungen gelten für ideale Voraussetzungen:

Wie bei der astabilen Grundschaltung gelten die Gleichungen nur für ideale Voraussetzungen. Zusätzlich wird hier der Durchlaßwiderstand des Transistors Q1 und die Fluss-Spannung der Diode D1 vernachlässigt. Der Einfluß dieser Größen ist bei hoher Betriebsspannung Ub am geringsten.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-01 © Peter E. Burkhardt
Fazit

Vorteil der Schaltung ist das Tastverhältnis von 50 % bei gleichzeitig einfach einstellbarer Frequenz mit nur einem Widerstand.

Nachteil ist, dass wegen der negativen Einflüsse von Q1 und D1 das Betreiben der Schaltung bei sehr niedriger Betriebsspannung zu größerer Abweichung vom 50%-Tastverhältnis führt. Die geplante Frequenz sollte nicht mehr als 100 kHz betragen.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-02 © Peter E. Burkhardt

AMV, Ladesteuerung über Pin 3 (1)

AMV, Frequenz einstellbar, Tastverhältnis 50 % und Ladesteuerung über Pin 3

Laden/Entladen über R

In dieser Schaltung ist für Auf- und Entladung des Kondensators C der gleiche Widerstand R = R1 + R2 zuständig. Das wird mit dem Transistorschalter Q2 erreicht. Die Aufladung von C erfolgt über den durch­ge­steuerten Transistor Q2 und R. Die Entladung erfolgt ebenfalls über R und den internen Ent­lade­transistor. Q2 ist jetzt gesperrt. Damit kann die Impulsfrequenz bei 50%-Tastverhältnis bequem mit nur einem Widerstand eingestellt werden.

Laden

Die Ansteuerung des Ladetransistors Q2 erfolgt von Output 3 (Ausgang Ua) über den npn-Transistor Q1. Mit H steuert Ua den Transistor Q1 durch, dadurch wird auch Q2 durchgesteuert und somit kann der Ladestrom von Ub über Q2 und R nach C fließen. In dieser Zeit ist der interne Entladetransistor des 555 gesperrt.

Entladen

Mit L sperrt Ua den Transistor Q1, dadurch wird auch Q2 gesperrt. Gleichzeitig öffnet aber der interne Entladetransistor. Somit kann der Entladestrom von C über R und den Entladetransistor nach Masse abfließen. Die Stromverstärkung für Q1 und Q2 sollte über 200 sein.

Impulsfrequenz und Tastverhältnis

Es gelten die Gleichungen im Bild, siehe auch AMV, Tastgrad 0,5 mit Transistor/Diode (1). Sie gelten nur für ideale Voraussetzungen. Zusätzlich wird hier der Durchlaßwiderstand des Transistors Q2 vernachlässigt. Hohe Ub mindert den Einfluß von Q2.

Fazit

Vorteil der Schaltung ist das exakte Tastverhältnis von 50 % bei gleichzeitig einfach einstellbarer Frequenz mit nur einem Widerstand.

Nachteil ist, daß während der Umschaltung vom Laden zum Entladen Störspitzen auftreten, die sich auch auf das Ausgangssignal Ua auswirken. Ursache ist das nicht ganz zeitgleiche Umschalten von Q2 und dem internen Entladetransistor. Das tritt allerdings erst bei höheren Frequenzen auf und hängt vom jeweiligen 555-Exemplar ab.

Ebenso besteht kein strombegrenzender Schutz für den Pfad von Ub über Q2 und den Entladetransistor nach Masse, wenn beide Transistoren kurzzeitig durch Laufzeitfehler und Störeffekte gleichzeitig eingeschaltet sein sollten.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-02 © Peter E. Burkhardt

AMV, Ladesteuerung über Pin 3 (2)

AMV, Frequenz einstellbar, Tastverhältnis 50 % und Steuerung über Pin 3

Laden/Entladen über R

Auf- und Entladung des Kondensators C erfolgt auch hier über den gleichen Widerstand R = R1 + R2. Das wird mit 2 abwechselnd schaltenden Transistoren Q2 und Q4 erreicht. Die Aufladung von C erfolgt über den durch­ge­steuerten Transistor Q2 und R. Die Entladung erfolgt ebenfalls über R, den Shunt R10 und den Transistor Q4. Q2 ist also der Ladetransistor, Q4 der Entladetransistor.

Zusätzlicher Ausgang Ua7

Der interne Entladetransistor des 555 wird nicht verwendet. Damit können sich Laufzeitunterschiede zwischen Output 3 und Discharge 7 nicht bei der Umschaltung der Ladung/Entladung auswirken. Es steht ein zusätzlicher  Impulsausgang Ua7 Verfügung. Uss erreicht Ub, ist nicht so hoch belastbar wie Ua, hat aber besonders bei hohen Frequenzen u.U. eine bessere Impulsform als Ua (abhängig vom 555-Exemplar).

Laden

Die Ansteuerung der Umschalteinheit erfolgt ausschließlich über Output 3 (Ausgang Ua). Mit H sperrt Ua den Transistor Q1, dadurch wird Q2 durchgesteuert und somit kann der Ladestrom von Ub über Q2 und R nach C fließen. In dieser Zeit ist Q3 durchgesteuert und Q4 gesperrt.

Entladen

Mit L sperrt Ua den Transistor Q3, dadurch wird Q4 durchgesteuert und somit kann der Entladestrom von C über R, R10 und Q4 nach Masse abfließen. In dieser Zeit ist Q1 durchgesteuert und Q2 gesperrt.

Strombegrenzung

Stromspitzen, die beim Lade-/Entlade-Umschaltvorgang evtl. auftreten, werden durch eine Strombegrenzung abgefangen und somit Q2 und Q4 geschützt. Transistor Q5 erfaßt über Shunt R10 den Stromistwert und steuert bei zu hohem Strom den Transistor Q1 durch. Dadurch wird Q2 gesperrt und somit dem zu hohen Stromfluß entgegengewirkt. R10 ist sehr klein gegenüber dem Teilwiderstand R1, so daß R10 beim Entladen von C nicht stört und auch dieser Fehler gering bleibt.

Impulsfrequenz und Tastverhältnis

Es gelten die Gleichungen im Bild, siehe auch AMV, Tastgrad 0,5 mit Transistor/Diode (1). Sie gelten nur für ideale Voraussetzungen. Zusätzlich werden hier die Durchlaßwiderstände der Transistoren Q2 und Q4 vernachlässigt. Hohe Ub mindert den Einfluß von Q2 und Q4. Insgesamt ergeben sich geringe Einflüsse, wenn gleiche Transistoren mit ähnlicher Stromverstärkung verwendet werden. Die Fehler heben sich dann auf. Die Stromverstärkung von Q1 bis Q5 sollte über 200 sein.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-02 © Peter E. Burkhardt
Fazit

Vorteil der Schaltung ist das Tastverhältnis von 50 % bei gleichzeitig einfach einstellbarer Frequenz mit nur einem Widerstand. Durch die verbesserte Lade-/Entlade-Umschaltung, ausgelöst nur durch Ua, treten weniger Störspitzen auf. Nachteil ist der erhöhte Schaltungsaufwand.

Der nutzbare Frequenzbereich ist hoch. Es sind bequem 10 Hz bis 100 kHz mit nur einem Potentiometer durchstimmbar (R2 = 10 M?, C = 6,8 nF). Dabei kann der volle Betriebsspannungsbereich (4,5...16 V) genutzt werden. Über 50 kHz ändert sich die Frequenz an den Ub-Grenzen etwas. Auch das ideale Tastverhältnis von 0,5 ist über 50 kHz und bei Ub < 5 V nicht mehr 100%-ig gewährleistet.

Der maximal einsetzbare Kondensator C zur Erzielung langer Zeiten ist durch den Shunt R10 limitiert. Für Ub = 16 V und dem kleinstmöglichen R = R1 = 1 kΩ sind maximal C = 100 µF möglich. Sollen für diese Situation größere Kondensatoren eingesetzt werden, muß R10 verkleinert werden, um einen höheren Strom zuzulassen. Q2 und Q4 müssen diesen Strom aber auch vertragen können.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-02 © Peter E. Burkhardt

AMV, Ladesteuerung über Pin 7 (1)

AMV, Frequenz einstellbar, Tastverhältnis 50 % und Steuerung über Pin 7

Laden/Entladen über R

Auf- und Entladung des Kondensators C erfolgt auch hier über den gleichen Widerstand R = R1 + R2. Das wird mit 2 abwechselnd schaltenden Transistoren Q2 und Q4 erreicht. Die Aufladung von C erfolgt über den Shunt R10, den durch­ge­steuerten Transistor Q2 und R. Die Entladung erfolgt ebenfalls über R und den Transistor Q4. Q2 ist also der Ladetransistor, Q4 der Entladetransistor.

Zusätzlicher Ausgang Ua7

Der interne Entladetransistor des 555 wird ohne den Ausgang Ua für die Lade-/Entladesteuerung verwendet. Damit können sich Laufzeitunterschiede zwischen Output 3 und Discharge 7 nicht bei der Umschaltung der Ladung/Entladung auswirken. Es steht ein zusätzlicher  Impulsausgang Ua7 Verfügung. Uss beträgt nur ca. 0,7 V, ist nicht so hoch belastbar wie Ua, hat aber besonders bei hohen Frequenzen u.U. eine bessere Impulsform als Ua (abhängig vom 555-Exemplar).

Laden

Die Ansteuerung der Umschalteinheit erfolgt ausschließlich über Discharge 7 (Ausgang Ua7). Mit gesperrtem internen Entladetransistor (Ua und Ua7 sind L) wird Q1 (auch Q3) über R5 durchgesteuert, dadurch wird Q2 ebenfalls durchgesteuert und somit kann der Ladestrom von Ub über Shunt R10, Q2 und R nach C fließen. In dieser Zeit ist Q3 durchgesteuert und Q4 gesperrt.

Entladen

Mit L sperrt Ua7 den Transistor Q3 (auch Q1), dadurch wird Q4 durchgesteuert und somit kann der Entladestrom von C über R und Q4 nach Masse abfließen. In dieser Zeit ist Q1 durchgesteuert und Q2 gesperrt.

Strombegrenzung

Stromspitzen, die beim Lade-/Entlade-Umschaltvorgang evtl. auftreten, werden durch eine Strombegrenzung abgefangen und somit Q2 und Q4 geschützt. Transistor Q5 erfaßt über Shunt R10 den Stromistwert und sperrt bei zu hohem Strom den Transistor Q2. R10 ist sehr klein gegenüber dem Teilwiderstand R1, so daß R10 beim Laden von C nicht stört und auch dieser Fehler gering bleibt.

Impulsfrequenz und Tastverhältnis

Es gelten die Gleichungen im Bild, siehe auch AMV, Tastgrad 0,5 mit Transistor/Diode (1). Sie gelten nur für ideale Voraussetzungen. Zusätzlich werden hier die Durchlaßwiderstände der Transistoren Q2 und Q4 vernachlässigt. Hohe Ub mindert den Einfluß von Q2 und Q4. Insgesamt ergeben sich geringe Einflüsse, wenn gleiche Transistoren mit ähnlicher Stromverstärkung verwendet werden. Die Fehler heben sich dann auf. Die Stromverstärkung von Q1 bis Q5 sollte über 200 sein.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-02 © Peter E. Burkhardt
Fazit

Vorteil ist das Tastverhältnis von 50 % bei gleichzeitig einfach einstellbarer Frequenz mit nur einem Widerstand. Durch die exakte Lade-/Entlade-Umschaltung treten keine Störspitzen auf. Die Steuerung über Discharge 7 in Verbindung mit dem niederohmigen Pullup-Widerstand R5 liefert sehr saubere Umschaltsignale.

Der nutzbare Frequenzbereich ist hoch. 10 Hz bis 100 kHz sind mit nur einem Potentiometer bequem durchstimmbar (R2 = 10 M?, C = 6,8 nF). Dabei kann der Ub-Bereich voll genutzt werden.

Für lange Zeiten ist C durch den Shunt R10 limitiert. Für Ub = 16 V und dem kleinstmöglichen R = R1 = 1 kΩ sind maximal C = 100 µF möglich. Soll C größer sein, muß R10 verkleinert werden, um einen höheren Strom zuzulassen. Q2 und Q4 müssen diesen Strom aber auch vertragen können.

R4 und R6 zur Ansteuerung des Ladetransistors V2 sind auf die untere Ub = 4,5 V optimiert. Bei höherer Ub kann R4 vergrößert werden. Kriterium ist die Form der Ladekurve am Shunt R10.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2011-10 © Peter E. Burkhardt

AMV, Ladesteuerung über Pin 7 (2)

Die folgende Schaltung arbeitet prinzipiell wie im vorigen Abschnitt beschrieben. Der Tastgrad ist aber bei Ub-Änderugnen und hoher Frequenz stabiler.

Eigenschaften
Prinzip

Das Laden und Entladen des zeitbestimmenden Kondensators C erfolgt über den gleichen (einstellbaren) Widerstand. Dadurch ergeben sich gleiche Lade-/Entlade-Zeiten und damit gleiche H- und L-Zeit des Ausgangssignals Ua.

Die Umschaltung erfolgt mit Transistoren, die über Schaltstufen vom Discharge-Ausgang Pin 7 gesteuert werden.

AMV, Frequenz einstellbar, Tastverhältnis 50 % und Steuerung über Pin 7 (optimiert)

Laden und Entladen über R1 + R2

Ua ist H. Kondensator C wird von +Ub über Q5-R1-R2 aufgeladen. In dieser Ua-H-Zeit ist der interne Qdis gesperrt, Q1 ist durchgesteuert und Q2 ist gesperrt. Gleichzeitig sind Q3 und Q4 gesperrt, Q5 aber durchgesteuert. Ist die obere Schwelle 2/3 von Ub erreicht, schaltet Ua auf L.

Ua ist L. C wird über R2-R1-Q2 nach GND entladen. In dieser Ua-L-Zeit ist Qdis durchgesteuert, Q1 ist gesperrt und Q3 sowie Q4 sind durchgesteuert und damit Q5 gesperrt. Gleichzeitig ist Q2 durchgesteuert. Ist die untere Schwelle 1/3 von Ub erreicht, schaltet Ua auf H. Nun beginnt ein neuer Lade-Zyklus.

Lade-/Entladesteuerung

Um für den Ladezweig Q5 und den Enladezweig Q2 gleich Ansteuerbedingungen zu erhalten, wurde zusätzlich Q4 eingefügt. Damit sperrt Q5 sicher bei leitendem Q4, genauso wie Q2 sicher sperrt bei leitendem Q1.

Außerdem sind alle Widerstände so optimiert, dass sich die geringsten Abhängigkeiten des Ua-Tastverhältnisses von Ub und von der Ua-Frequenz ergeben.

Ua-Frequenz und Tastgrad

Die Messwerte enthält das Bild. Bei hoher Frequenz machen sich schon Schwellwert-Fehler bemerkbar. Für noch niedrigere Frequenz als angegeben gibt es keine Probleme. Die Stabilität der Frequenz und des Tastgrades war im angegebenen Bereich gut.

Fazit

Der Tastgrad 0,5 ist durch entsprechenden Steuerungs-Aufwand unabhängig von Ub und Frequenz möglich. Für saubere Ua-Rechteckform sollten aber nicht wesentlich mehr als 20 kHz genutzt werden.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-02 © Peter E. Burkhardt

AMV, Tastgrad 0,5 mit TTL-Teiler 2:1

AMV, Frequenz einstellbar, Tastverhältnis 50 % durch TTL-Teiler 2:1

Schaltungsprinzip

Dem normalen AMV ist ein Frequenzteiler nachgeschaltet, der präzise Rechteckimpulse bei exaktem Tastverhältnis von 50 % garantiert.

Der AMV muss mit der doppelten Ua1-Frequenz schwingen. Das Tastverhältnis oder irgendwelche Störungen des AMV-Ausgangssignals spielen absolut keine Rolle, da das D-FF nur positive Flanken am Takteingang C Pin 3 auswertet.

Für hohe Frequenzen kann Rb ganz entfallen.

Frequenz

Das im Versuchsaufbau frei schwingende Muster ohne C (nur Schaltkapazität) und nur mit R1 = 1 kΩ ergab eine Ua-Frequenz von ca. 400 kHz. Saubere Ladekurve Uc im Bereich 1/3 bis 2/3 Ub ergab mit R1 = 1 kΩ, R2 = 6,7 kΩ und C = 1 nF eine Ua-Frequenz von 100 kHz, am Ausgang Ua1 entsprechend 50 KHz. Diese Werte sind allerdings sehr abhängig vom 555-Exemplar.

Ist eine Festfrequenz gefordert und Ub konstant, kann die Frequenz-Grenze des jeweiligen 555-Exemplars genutzt werden. C sollte aber trotzdem so groß wie möglich sein, damit die unberechenbare Schaltkapazität an Einfluss verliert.

Einschaltverhalten (Rücksetzschaltung)

Besonders bei Anwendungen mit langen Impulsen stört oft, wenn der 1. verlängerte AMV-Impuls wirksam wird. Dieser 1. Impuls wird mit dem RC-Glied R3-C3 am Rücksetzeingang des D-FF unterdrückt. Beim Einschalten wirkt kurz ein L-Pegel an R, der das D-FF rücksetzt, so dass am Q-Ausgang Pin 5 erst H erscheint, wenn die nächste steigende Flanke am Takteingang C Pin 3 erscheint.

Bei höheren Ua-Frequenzen werden evtl. nicht nur der verlängerte Anfangsimpuls, sondern noch weitere Impulse unterdrückt. Das RC-Glied kann auch entfallen, wenn der 1. verlängerte AMV-Impuls nicht stört. Pin 1 des 074 ist dann an +Ub zu legen.

Betriebsspannung

Die Wahl des Teiler-IC bestimmt Ub. Hier wurde ein TTL-Teiler eingesetzt, der Ub = 5,0 V verlangt. Bei Einsatz eines D-FF der HEF4000B-Reihe (z.B. 4013) wäre ein Betriebsspannungsbereich von 5 bis 15 V möglich.

Fazit

Vorteil der Schaltung ist die absolute 1:1-Impulsfolge am Ausgang bei voller Ausnutzung der maximalen Schwingfrequenz des 555. Allerdings ist zu beachten, dass nur die halbe Frequenz und nur TTL-Pegel am Ausgang Ua1 zur Verfügung steht.

555 als AMV: Tastverhältnis 1:1
2010-02 © Peter E. Burkhardt

AMV, Tastgrad 0,5 mit CMOS-Teiler 2:1

AMV, Frequenz einstellbar, Tastverhältnis 50 % durch CMOS-Teiler 2:1

Schaltung

Dem normalen AMV ist ein Frequenzteiler nachgeschaltet, der präzise Rechteckimpulse bei exaktem Tastverhältnis von 50 % garantiert.

Hier wird ein CMOS-Teiler der HEF4000B-Reihe verwendet, damit der Ub-Bereich des 555 voll genutzt werden kann.

Der AMV muss mit der doppelten Ua1-Frequenz schwingen. Das Tastverhältnis des AMV-Ausgangssignals spielt absolut keine Rolle, da das D-FF nur positive Flanken am Takteingang C Pin 3 auswertet.

Der Teiler ist gleich zweimal vorhanden, so dass 1/2 und 1/4 der AMV-Frequenz zur Verfügung steht.

Für hohe Frequenzen kann Rb ganz entfallen.

Frequenz

Das im Versuchsaufbau frei schwingende Muster ohne C (nur Schaltkapazität) und nur mit R1 = 1 kΩ ergab eine Ua-Frequenz von ca. 400 kHz. Saubere Ladekurve Uc im Bereich 1/3 bis 2/3 Ub ergab mit R1 = 1 kΩ, R2 = 6,7 kΩ und C = 1 nF eine Ua-Frequenz von 100 kHz, am Ausgang Ua2 entsprechend 25 KHz. Diese Werte sind allerdings sehr abhängig vom 555-Exemplar.

Ist eine Festfrequenz gefordert und Ub konstant, kann die Frequenz-Grenze des jeweiligen 555-Exemplars genutzt werden. C sollte aber trotzdem so groß wie möglich sein, damit die unberechenbare Schaltkapazität an Einfluss verliert.

Einschaltverhalten (Rücksetzschaltung)

Für definierte Anfangsbedingungen werden beim Einschalten von Ub die FFs zurückgesetzt und damit gleichzeitig der 1. verlängerte AMV-Impuls unterdrückt.

Mit dem RC-Glied R3-C3 wird der Ub-Einschaltanstieg differenziert. Dieser H-Impuls liegt über Schutzwiderstand R4 an den Rücksetzeingängen der FFs. Damit wird ein definierter Anfangszustand hergestellt. Beide FFs führen am Q-Ausgang L. Ist der Rücksetzimpuls abgeklungen, reagiert das erste FF auf die nächste steigende Flanke am Takteingang C Pin 3. D1 begrenzt zusätzlich zur internen Schutzdiode des 4013 die negative Spitze des Differenzierimpulses, verursacht durch die Ub-Ausschaltflanke beim Abschalten von Ub.

Bei höheren Ua-Frequenzen werden evtl. nicht nur der verlängerte Anfangsimpuls, sondern noch weitere Impulse unterdrückt. Die Rücksetzschaltung kann auch komplett entfallen. Die Pins 4 und 10 des 4013 sind dann an GND zu legen.

Betriebsspannung

Die Wahl des Teiler-IC bestimmt Ub. Die HEF4000B-Reihe arbeitet schon ab 3 V und max. bis zu 18 V, so dass keine Beschränkungen für den 555 bestehen.

Fazit

Vorteil der Schaltung ist die absolute 1:1-Impulsfolge am Ausgang bei voller Ausnutzung der maximalen Schwingfrequenz des 555 (bei halber Ausgangsfrequenz). Allerdings ist zu beachten, dass je nach weiterer Signalverarbeitung an Ua1 und Ua2 evtl. Treiber erforderlich sind, da die CMOS-Ausgänge nur geringfügig belastbar sind.

555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2010-03 © Peter E. Burkhardt

AMVs mit Stromquellen-Steuerung

In der AMV-Standardschaltung erfolgt die C-Auf- und Entladung nach einer e-Funktion. Die folgenden Schaltungen realisieren mittels Stromquelle eine lineare C-Aufladung. Auch die C-Entladung kann stromquellen-gesteuert erfolgen.

Somit sind auch mit dem 555 Dreieck- und Sägezahngeneratoren möglich. Allerdings muss die Betriebsspannung +Ub stabilisiert sein, da durch die Stromquellen die prinzipbedingte Ub-Unabhängigkeit des 555 nicht mehr wirksam ist.

Sägezahn-Generator

Schaltung und Funktion

In normalen Timer-Anwendungen des 555 wird der zeitbestimmende Kondensator nach einer e-Funktion mittels Widerstand aufgeladen. Eine lineare Ladekurve ergibt sich dagegen, wenn C über eine Stromquelle seine Ladung erhält.

Sägezahn-Generator

Schaltungsprinzip

Die Stromquelle mit Q1 lädt den Kondensator C linear von 1/3 Ub bis 2/3 Ub auf. Das Entladen erfolgt über R3 durch den internen Entladetransistor. Zur Auskopplung des Sägezahnes dient der Emitterfolger mit Q2. Am Ausgang Ua steht der L-aktive Rückflankenimpuls des Sägezahnes zur Verfügung.

Stromquelle

Zur Temperaturkompensation und als Referenzspannung ist eine LED gut geeignet. Die Temperaturdrift der LED ist mit -2 mV/K vergleichbar mit der Drift der Q1-UBE-Strecke. Q1 und D1 sollten beieinanderstehen (idealerweise thermischer Kontakt). Über D1 und R5 fließen bei Ub = 12 V ca. 1 mA (mit R5 festgelegt), das ergibt einen günstigen Arbeitspunkt für die rote 3mm-Kleinleistungs-LED. Der LED-Strom sollte das 10-fache des Q1-Basisstromes betragen. Dann sind die Schwankungen der D1-Referenzspannung (1,8 V), verursacht durch den benötigten Basisstrom, gering.

Über dem Emitterwiderstand R (R1 + R2) fallen ca. 1,1 V ab:

UE = UF - UBE = 1,8 V - 0,7 V = 1,1 V (konstant)

Widerstand R bestimmt den Konstantstrom für die C-Aufladung und berechnet sich zu:

R = UE / (Ic - IB)

Da UE konstant ist und der Basisstrom IB zu vernachlässigen ist, kann Ic mit R eingestellt werden.

Da C linear um 1/3 von Ub mit diesem Strom Ic aufgeladen werden muss (Hub des Sägezahnes zwischen 1/3 und 2/3 von Ub), ergibt sich je nach geforderter Sägezahn-Zeit TH (High-Zeit) der benötigte Konstantstrom Ic:

Ic = (C * 0,33 * Ub) / TH, wobei Ic = f(Ub)

R bestimmt also die Sägezahn-Zeit TH. R2 ist einstellbar, R1 begrenzt den maximalen Ic.

Der minimale Ic für die C-Aufladung ist für die maximale Sägezahn-Zeit verantwortlich. Icmin kann aber nicht beliebig klein sein, da in den Threshold-Eingang Pin 6 Strom fließt und auch C nicht ideal ist. Außerdem muss der Sägezahn ausgekoppelt werden, damit wird auch Basistrom für den Emitterfolger mit Q2 benötigt. Es sind also für R2max Grenzen gesetzt.

R2max = (Ub - UE - UCEmin) / Icmin

555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2010-03 © Peter E. Burkhardt

Die minimale Kollektor-Emitter-Spannung UCEmin ist für einen vernünftigen Arbeitpunkt von Q1 notwendig und sollte 2 bis 3 V, aber wenigstens 1 V betragen.

Beispiel Ub = 12 V, UE = 1,1 V, UCE = 2 V:

Bei Ub = 12 V stehen über Q1 und R1 + R2 am Ende der C-Ladezeit nur noch 1/3 Ub = 4 V zur Verfügung. Da UE + UCE = 3,1 V < 4 V ist, kann Q1 noch richtig arbeiten.

Der minimale Konstantstrom ist in diesem Fall:

Icmin = UE / (R1 + R2) = 1,1 V / 101 kΩ = 11 µA, also noch groß genug für eine stabile Aufladung.

C-Entladung

Die Entladung könnte normalerweise ohne R3 direkt über den intrnen Entladetransistor erfolgen. Wie an anderer Stelle schon erwähnt, sind aber beim 555 mindestens 20 µs für die Entladung erforderlich, damit der Threshold-Komparator die untere 1/3-Schwelle richtig erkennt und zeitnah das FF umschaltet. Ist die Entladezeit kürzer, senkt sich die erkannte Umschaltschwelle auf Werte unterhalb der 1/3-Schwelle und die Ladezeit bis zur 2/3-Schwelle wird länger, d.h. die Sägezahn-Zeit wird verlängert und damit verfälscht.

Bei großem C (z.B. etwa ab 220 nF) ist die Entladezeit wegen der großen Ladung und dem Entladetransistor-Innenwiderstand meist größer als 20 µs, muss also nicht zusätzlich verlängert werden.

Für eine hohe Sägezahn-Frequenz muss C klein sein, auch R1 kann nicht kleiner als 1 kΩ gewählt werden. Bei kleinem C muss aber die Entladezeit künstlich verlängert werden. Um das Verhältnis Sägezahn-Anstieg zu Sägezahn-Abfall groß genug zu halten, wurde C = 100 nF gewählt und mit R3 die Entladezeit verlängert.

Es ergaben sich die im Bild angegebenen Frequenzbereiche in Abhängigkeit von Ub.

Auskopplung des Sägezahnes

Der Lade-Konstantstrom ist besonders bei niedrigen Frequenzen gering, so dass der Sägezahn hochohmig ausgekoppelt werden muss. Der eingesetzte Emitterfolger hat bei einer Q2-Stromverstärkung von 200 etwa den 20-fachen Eingangswiderstand des Emitterwiderstandes R6, also ca. 2 M?. Niedriger sollte R6 nicht gewählt werden, da dann die Ladeschaltung zu sehr belastet wird. Der U2-Sägezahn hat natürlich bezogen auf GND den gleichen Hub und Abstand wie über C (1/3 bis 2/3 von Ub). Soll der Sägezahn auf GND aufsetzen, ist durch die Folgeschaltung eine entsprechende Verschiebung erforderlich.

Wahl der Betriebsspannung Ub

Optimal ist, wenn Ub hoch ist. 12 V sind günstig. Bis 6 V arbeitet die Schaltung noch frequenztreu, darunter wird die Frequenzeinstellung mit R2 zunehmend nichtlinear. Funktionsfähig ist die Schaltung im gesamten 555-Ub-Bereich.

Ub sollte stabilisiert sein, es wirkt hier also nicht die 555-typische Ub-Unabhängigkeit der erzeugten Impulse.

Fazit

Die Schaltung ist einfach, neben dem Sägezahn steht der L-aktive Impuls der Sägezahn-Abfallflanke zur Verfügung.

Nachteilig sind die niedrige Maximal-Frequenz und die relativ lange und nichtlineare Abfallzeit des Sägezahnes. Außerdem setzt der Sägezahn am U2-Ausgang nicht auf GND, sonder auf 1/3 von Ub auf.

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Sägezahn-Generator mit GND-Bezug

Schaltung und Funktion

Werden die 555-typischen Schaltschwellen für die Sägezahnkurve genutzt, beträgt der Spannungshub nur 1/3 von Ub. Außerdem ist kein GND-Bezug vorhanden, d.h. der Sägezahn beginnt nicht bei Null-Potential, sondern erst bei 1/3 von Ub. Beide Nachteile hat die folgende Schaltung nicht.

Sägezahn-Generator mit GND-Bezug

Schaltungsprinzip

Die Stromquelle mit Q1 lädt den Kondensator C linear von GND bis 2/3 Ub auf. Das Entladen erfolgt über Q5, gesteuert vom 555-Entladetransistor und Q4. Um den GND-Bezug herzustellen, wird die untere Schaltschwelle (normalerweise 1/3 von Ub) über den CV-Eingang bis nahe GND verschoben. Diese Absenkung erfolgt nur während der C-Entladung. Dazu ist die Steuerung ausgehend vom Entladetransistor mit Q2 und Q3 erforderlich. Zur Auskopplung des Sägezahnes dient der Emitterfolger mit Q6. Am Ausgang Ua steht der L-aktive Rückflankenimpuls des Sägezahnes zur Verfügung.

Stromquelle

Zur grundsätzlichen Wirkungsweise der Stromquelle siehe Sägezahn-Generator. Mit R2 ist die Ladezeit einstellbar. R1 begrenzt den maximalen Konstantstrom.

Es ergaben sich die im Bild angegebenen Frequenzbereiche in Abhängigkeit von R2 und C.

C-Entladung

Bei C-Entladung nur bis zur 1/3-Schwelle darf die Entladezeit nicht kürzer als ca. 20 µs sein, ansonsten ergeben sich die 555-typischen Fehler, weil die Entladung über die untere Schwelle hinausschießt (siehe Bild in Sägezahn-Generator). Hier muss darauf keine Rücksicht genommen werden, es wird ja sowieso bis GND entladen. C kann für höhere Frequenz kleiner sein.

Für eine schnelle Entladung, gleichbedeutend mit kurzer Rückflanke des Sägezahnes, ist der interne Entladetransistor aufgrund der internen Strombegrenzung nicht geeignet. Die Entladung übernimmt Q5, angesteuert von Q4. Ist der interne Entladetransistor leitend, sperrt Q4 und Q5 ist durchgesteuert. C wird entladen. Damit Q5 schnell schaltet, wird die Basis relativ niederohmig über R8 versorgt.

Die Entladezeiten sind im Bild angegeben. Beim kleinsten Kondensator C = 10 nF ist die Entladung längst erfolgt (nur 0,5 µs), bis der 555 reagieren kann. Deshalb ergibt sich eine Verzögerungszeit von ca. 1,5 µs, bis der Sägezahnanstieg beginnt. Diese Zeit ist durch die internen Laufzeiten des 555 bedingt. Bei 100 nF und 1 µF ist die Entladezeit größer und der Sägezahnanstieg beginnt sofort nach der abfallenden Sägezahnflanke.

Schwellwert-Veschiebung

Für den GND-Bezug muss die untere Schaltschwelle bis möglichst GND verschoben werden. Das gelingt bis zu einem Wert von ca. 20 mV (bei manchen 555-Exemplaren auch nur bis 80 mV). Die Verschiebung erfolgt über den CV-Eingang durch Absenken der Control Voltage. Da die obere Schaltschwelle 2/3 von Ub erhalten bleiben soll, darf die CV-Absenkung nur während der C-Entladung erfolgen.

Wird der interne Entladetransistor leitend, sperrt Q2 und Q3 steuert durch. Q3 legt jetzt den CV-Eingang über R5 an GND. R5 wurde an einigen 555-Exemplaren experimentell ermittelt. Er garantiert, dass die untere Schwelle einerseits so niedrig wie möglich ist, dass aber andererseits der 555 im gesamten Ub-Bereich sicher schwingt.

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Diese Schwellenverschiebung ist schon ab 100 nF nötig. Besonders bei C = 1 µF ist die Entladezeit so groß, dass der 555 sauber auf die untere Schwelle reagiert. Somit ist er hier für einen GND-bezogenen Sägezahn auf eine untere Schwelle möglichst bei Null angewiesen. Das gilt selbstverständlich auch für noch größere C, die für ganz langsame Sägezahnanstiege durchaus einsetzbar sind. Bei 10 nF wäre übrigens die Schwellenverschiebung nicht erforderlich, weil die Entladung sehr schnell erfolgt und die Entladekurve sowieso bis GND über die normale 1/3-Schwelle hinausschießt.

Auskopplung des Sägezahnes

Der Lade-Konstantstrom ist besonders bei niedrigen Frequenzen gering, so dass der Sägezahn hochohmig ausgekoppelt werden muss. Der eingesetzte Emitterfolger hat bei einer Q6-Stromverstärkung von 200 etwa den 20-fachen Eingangswiderstand des Emitterwiderstandes R6, also ca. 2 M?. Niedriger sollte R6 nicht gewählt werden, da dann die Ladeschaltung zu sehr belastet wird.

Allerdings hat dieser einfache Emitterfolger den Nachteil, das Signal nicht bis GND hinab übertragen zu können. Am unteren Ende des Sägezahnes wird immer die UBE = 0,6 V des Transistors Q6 subtrahiert. Oder anders betrachtet, der Sägezahn beginnt erst nach einer zusätzlichen Zeitverzögerung, die je nach Steilheit zwischen 20 µs (bei C = 1 µF) und 0,5 µs (bei C = 10 nF) beträgt. Außerdem ist jetzt Uss des Sägezahnes um 0,6 V kleiner. Für eine präzisere Ankopplung ist daher ein OPV notwendig, der aber eine negative Betriebsspannung erfordert.

Wahl der Betriebsspannung Ub

Optimal ist, wenn Ub hoch ist. 12 V sind günstig. Funktionsfähig ist die Schaltung im gesamten 555-Ub-Bereich. Ub sollte stabilisiert sein, es wirkt hier also nicht die 555-typische Ub-Unabhängigkeit der erzeugten Impulse.

Fazit

Die Schaltung nutzt die Möglichkeiten des 555 ziemlich gut aus. Höhere Frequenzen sind aufgrund der 555-Laufzeiten nicht sinnvoll. Vorteilhaft ist neben dem großen Frequenzbereich auch der große Spannungshub. Die Sägezahn-Abfallflanke reicht bis fast an GND heran. Neben dem Sägezahn steht der L-aktive Impuls der Sägezahn-Abfallflanke zur Verfügung.

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Sägezahn/Dreieck-Generator

Schaltung und Funktion

Dieser Generator mit stromgesteuerter Auf- und Entladung des Kondensators kann Dreieck-, Sägezahn- und Rechteckimpulse liefern. Lade- und Entladezeit sind getrennt einstellbar, so dass sich vielfältige Impulsformen ergeben.

Sägezahn/Dreieck-Generator

Schaltungsprinzip

Die Stromquellen mit Q7/Q4 laden/entladen den Kondensator C linear zwischen 1/3 Ub bis 2/3 Ub. Die Ansteuerung dazu erfolgt ausgehend vom Discharge-Ausgang Pin 7 mittels der Transistorschaltstufen Q1, Q2, Q3 und Q5. Zur Auskopplung der Lade-/Entladekurve dient der Emitterfolger mit Q6. Am Ausgang Ua steht ein Rechtecksignal zur Verfügung, dessen Tastverhältnis der jeweiligen Lade-/Entladezeit entspricht.

Stromquellen

Zur grundsätzlichen Wirkungsweise der Stromquellen siehe Sägezahn-Generator. Die Stromquelle mit Q7 dient der Aufladung, die Stromquelle mit Q4 der Entladung von C. Beide Stromquellen werden so gesteuert, dass jeweils eine leitend, die andere gesperrt ist.

Mit R2 ist die Ladezeit, mit R3 die Entladezeit einstellbar. R1 bzw. R4 begrenzen jeweils den maximalen Konstantstrom so, dass sich mit C = 100 nF eine minimale Lade- bzw. Entladezeit von 20 µs ergibt. Das ist notwendig, da bei kürzeren Zeiten die Schaltschwellen 1/3 und 2/3 vom 555 nicht eingehalten werden. Ist die Ladezeit zu kurz, schießt die Ladekurve über 2/3 von Ub hinaus, ist die Entladezeit zu kurz, sinkt die untere Schaltschwelle unter 1/3 von Ub. Siehe dazu auch das Bild im Abschnitt Sägezahn-Generator.

Es ergab sich der im Bild angegebene Frequenzbereich in Abhängigkeit von R2 und R3.

Stromquellen-Steuerung bei C-Aufladung

Entsprechend der 555-AMV-Funktion ist der interne Entladetransistor bei C-Aufladung gesperrt (Ua = H). Demzufolge muss auch Entlade-Stromquelle Q4 gesperrt sein. Damit Q4 sperrt, wird seine Referenz-LED D2 mit Q3 kurzgeschlossen. Pull-Up-Widerstand R7 am Pin 7 ermöglicht H und Q3 wird wie gewünscht durchgesteuert.

Die Lade-Stromquelle Q7 dagegen muss bei C-Aufladung Strom liefern. Dazu muss Q5 gesperrt sein, damit die Referenz-LED D1 für Q7 wirken kann. pnp-Transistor Q5 ist nur gesperrt, wenn auch Q2 gesperrt ist. Nur so erhält die Q5-Basis keinen Basisstrom über R9-Q2 von GND (-Ub). Damit nun Q2 gesperrt ist, muss Q1 durchgesteuert sein. Und genau dies ermöglicht das H am Pin 7.

Stromquellen-Steuerung bei C-Entladung

Bei C-Entladung muss die Entlade-Stromquelle Q4 den Kondensator C mit einem konstanten Strom entladen, die Lade-Stromquelle Q7 muss aber gesperrt sein. Bei C-Entladung ist der interne Entladetransistor durchgesteuert und am Pin 7 liegt L (ebenfalls Ua = L). Dadurch ist Q3 gesperrt und die Entlade-Stromquelle Q4 kann C entladen.

Durch das L an 7 ist aber auch Q1 gesperrt. Das bewirkt, dass Q2 leitend ist und den pnp-Transistor Q5 von GND aus über R9 mit Basisstrom versorgt. Q5 ist also auch leitend und schließt die Referenz-LED D1 kurz. Deshalb ist die Lade-Stromquelle Q7 gesperrt und kann schließlich wie gewünscht keinen Lade-Strom für C liefern.

555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2010-03 © Peter E. Burkhardt

Alle Transistoren können Kleinleistungs-Typen sein, sollten aber eine Stromverstärkung von mindestens 100 haben (Q6 mindestens 200).

Auskopplung der Lade-/Entladekurve

Der Lade-/Entlade-Konstantstrom ist besonders bei niedrigen Frequenzen gering, so dass der Sägezahn hochohmig ausgekoppelt werden muss. Der eingesetzte Emitterfolger hat bei einer Q6-Stromverstärkung von 200 etwa den 20-fachen Eingangswiderstand des Emitterwiderstandes R6, also ca. 2 M?. Niedriger sollte R6 nicht gewählt werden, da dann die Lade-/Entladeschaltung zu sehr belastet wird. Die Lade-/Entladekurve hat natürlich bezogen auf GND den gleichen Hub und Abstand wie über C (1/3 bis 2/3 von Ub). Soll die Kurve auf GND aufsetzen, ist durch die Folgeschaltung eine entsprechende Verschiebung erforderlich.

Wahl der Betriebsspannung Ub

Optimal ist, wenn Ub hoch ist. 12 V sind günstig, bis 16 V möglich. Bis 6 V arbeitet die Schaltung noch. Darunter setzen die Schwingungen aus.

Ub sollte stabilisiert sein, es wirkt hier also nicht die 555-typische Ub-Unabhängigkeit der erzeugten Impulse.

Fazit

Die Schaltung liefert durch die stromgesteuerte und getrennt einstellbare Auf- und Enladung freizügigig einstellbare Sägezahn-Impulse oder eine symmetrische Dreieckspannung, und dies alles bei Frequenzen von 20 Hz bis 20 kHz. Ebenso stehen die zugehörigen Rechteckimpulse mit entsprechendem Tastverhältnis an Ua zur Verfügung.

Nachteilig sind die niedrige Maximal-Frequenz und die nicht GND-bezogene Lade-/Entladekurve am U2-Ausgang.

555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
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Sägezahn/Dreieck-Generator, CV-Steuerung

Schaltung und Funktion

Durch zusätzliche Steuerung über den CV-Eingang sind die Dreieck-/Sägezahnschwingungen auf 8 Vss vergrößert (bei Ub = 12 V) gegenüber dem Sägezahn/Dreieck-Generator mit Standard-Schwellwerten. Auch der Frequenzbereich ist wesentlich größer. Lade- und Entladezeit sind getrennt einstellbar.

Sägezahn/Dreieck-Generator mit CV-Steuerung

Schaltungsprinzip

Die Stromquellen mit Q7/Q4 laden/entladen den Kondensator C linear zwischen den Schaltschwellen des Threshold- und Trigger-Komparators. Die Ansteuerung dazu erfolgt ausgehend vom Discharge-Ausgang Pin 7 mittels der Transistorschaltstufen Q1, Q5, Q8 und Q3.

Zur Vergrößerung der erzeugten Schwingung wird die Hysterese, d.h. der Schaltschwellen-Abstand, über den CV-Eingang vergrößert. Dies erfolgt für die untere Schaltschwelle nur während der C-Entladung, für die obere Schaltschwelle dagegen mit einer zusätzlichen positiven Spannung. Dazu ist die Steuerung ausgehend vom internen 555-Entladetransistor mit Q1 und Q2 erforderlich.

Zur Auskopplung des Sägezahnes dient der Emitterfolger mit Q6. Am Ausgang Ua stehen die zur Ladung/Entladung gehörenden Rechteckimpulse zur Verfügung.

Stromquellen

Zur grundsätzlichen Wirkungsweise der Stromquellen siehe Sägezahn-Generator. Die Stromquelle mit Q7 dient der Aufladung, die Stromquelle mit Q4 der Entladung von C. Beide Stromquellen werden so gesteuert, dass jeweils eine leitend, die andere gesperrt ist.

Mit R2 ist die Ladezeit, mit R3 die Entladezeit einstellbar. R1 bzw. R4 begrenzen jeweils den maximalen Konstantstrom so, dass sich mit C = 100 nF keine Schwellwertüberschreitung durch die 555-bedingten Laufzeitfehler ergibt. Ist die Ladezeit zu kurz, schießt die Ladekurve über den oberen Schwellwert hinaus, ist die Entladezeit zu kurz, sinkt die untere Schaltschwelle unter den unteren Schwellwert. Siehe dazu auch das Bild im Abschnitt Sägezahn-Generator.

Es ergab sich der im Bild angegebene Frequenzbereich in Abhängigkeit von R2 und R3.

Stromquellen-Steuerung bei C-Aufladung

Entsprechend der 555-AMV-Funktion ist der interne Entladetransistor bei C-Aufladung gesperrt (Ua = H). Demzufolge muss auch Entlade-Stromquelle Q4 gesperrt sein. Damit Q4 sperrt, wird seine Referenz-LED D2 mit Q3 kurzgeschlossen. Pull-Up-Widerstand R7 am Pin 7 ermöglicht H und Q3 wird wie gewünscht durchgesteuert.

Die Lade-Stromquelle Q7 dagegen muss bei C-Aufladung Strom liefern. Dazu muss Q8 gesperrt sein, damit die Referenz-LED D1 für Q7 wirken kann. pnp-Transistor Q8 ist nur gesperrt, wenn auch Q5 gesperrt ist. Nur so erhält die Q8-Basis keinen Basisstrom über R9-Q5 von GND (-Ub). Damit nun Q5 gesperrt ist, muss Q1 durchgesteuert sein. Und genau dies ermöglicht das H am Pin 7.

555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
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Stromquellen-Steuerung bei C-Entladung

Bei C-Entladung muss die Entlade-Stromquelle Q4 den Kondensator C mit einem konstanten Strom entladen, die Lade-Stromquelle Q7 muss aber gesperrt sein. Bei C-Entladung ist der interne Entladetransistor durchgesteuert und am Pin 7 liegt L (ebenfalls Ua = L). Dadurch ist Q3 gesperrt und die Entlade-Stromquelle Q4 kann C entladen.

Durch das L an 7 ist aber auch Q1 gesperrt. Das bewirkt, dass Q5 leitend ist und den pnp-Transistor Q8 von GND aus über R9 mit Basisstrom versorgt. Q8 ist also auch leitend und schließt die Referenz-LED D1 kurz. Deshalb ist die Lade-Stromquelle Q7 gesperrt und kann schließlich wie gewünscht keinen Lade-Strom für C liefern.

Alle Transistoren können Kleinleistungs-Typen sein, sollten aber eine Stromverstärkung von mindestens 100 haben (Q6 mindestens 200).

Schwellwert-Veschiebung

Für ein größeres Signal gegenüber dem 555-Standardwert 1/3 von Ub ist einerseits die untere Schwelle zu verringern, andererseits die obere Schwelle zu vergrößern. Die jeweilige Verschiebung erfolgt über den CV-Eingang durch Absenken bzw. Anheben der Control Voltage. Für einen möglichst großen Schaltabstand darf die CV-Absenkung nur während der C-Entladung erfolgen.

Ist der interne Entladetransistor während der C-Entladung leitend, sperrt Q1 und Q2 steuert durch. Q2 legt jetzt den CV-Eingang über den unteren Teil des Potis R14 an GND. Der untere Schwellwert wird abgesenkt.

Ist dagegen der interne Entladetransistor während der C-Aufladung gesperrt, steuert Q1 über R7 durch und Q2 sperrt. Jetzt hängt CV über den oberen Teil des Potis R14 und über R13 an +Ub. Das hebt CV an und damit den oberen Schwellwert.

Die minimale untere Schwelle hängt vom 555-Exemplar ab. Zur genauen Einstellung des Uc-Signales auf einen Spitzenwert zwischen 10 V und 2 V muss R14 bei Ub = 12 V so abgeglichen werden, dass die untere Schwelle bei 2 V liegt. Da die Einstellung auch noch vom eingesetzten C-Wert abhängt, sollte dies bei diesem C-Wert erfolgen. Werden mehrere umschaltbare C verwendet, ist die Einstellung bei C = 100 nF ein günstiger Kompromiss.

Insgesamt ergeben sich durch diese schaltungstechnischen Maßnahmen saubere Umschaltpunkte in einem großen Frequenzbereich.

Auskopplung der Lade-/Entladekurve

Der Lade-/Entlade-Konstantstrom ist besonders bei niedrigen Frequenzen gering, so dass der Sägezahn hochohmig ausgekoppelt werden muss. Der eingesetzte Emitterfolger hat bei einer Q6-Stromverstärkung von 200 etwa den 20-fachen Eingangswiderstand des Emitterwiderstandes R6, also ca. 2 M?. Niedriger sollte R6 nicht gewählt werden, da dann die Lade-/Entladeschaltung zu sehr belastet wird.

Die Lade-/Entladekurve hat natürlich bezogen auf GND den gleichen Hub und Abstand wie über C. Die Auskopplung über den Emitterfolger ist signaltreu, da der untere Spitzenwert bei 2 V liegt und somit die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q6 keinen negativen Einfluss hat. Soll die Kurve auf GND aufsetzen, ist durch die Folgeschaltung eine entsprechende Verschiebung erforderlich.

Wahl der Betriebsspannung Ub

Die Schaltung wurde für 12 V optimiert. Bis 9 V arbeitet der Generator sicher, bis 16 V sind möglich.

Ub muss stabilisiert sein, es wirkt hier also nicht die 555-typische Ub-Unabhängigkeit der erzeugten Impulse. Nicht nur die Konstantströme, sondern auch die eingestellten Schwellwerte hängen von Ub ab.

Fazit

Die Schaltung liefert durch die stromgesteuerte und getrennt einstellbare Auf- und Entladung freizügigig einstellbare Sägezahn-Impulse oder eine symmetrische Dreieckspannung, und dies alles bei Frequenzen bis über 50 kHz. Die untere Frequenzgrenze lag bei weniger als 1 Hz, kann aber mit einem größeren Kondensator weiter verringert werden. Der Lade-/Entladewiderstand R2/R3 sollte nicht größer als 100 kΩ sein, da sonst die Lade-/Entladekurve zunehmend nichtlinear wird.

Die zugehörigen Rechteckimpulse mit entsprechendem Tastverhältnis stehen an Ua zur Verfügung. Bei genauer Justierung der Dreieckspannung sind Rechteckimpulse mit dem Tastverhältnis 0,5 vorhanden.

555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2011-02 © Peter E. Burkhardt

Sägezahn/Dreieck-Generator, OPV-Stromquellen

Prinzip

Der 555 arbeitet als AMV. Das Laden und Entladen des zeitbestimmenden Kondensators C erfolgt über je eine Konstant-Stromquelle mit Opamp. Es ergibt sich ein präziser zeitlinearer Spannungsverlauf über C. Ladezeit und Entladezeit sind getrennt einstellbar. Der 555 arbeitet dabei mit seinen Standard-Schwellwerten.

Ein Opamp-Spannungsfolger stellt diese Sägezahn- bzw. Dreieckspannung niederohmig zur Verfügung. Gleichzeitig kann das entsprechende Rechtecksignal am 555-Ausgang abgenommen werden.

Sägezahn/Dreieck-Generator mit OPV-Stromquellen

Schaltungsteile

Abweichend von der AMV-Standardschaltung arbeitet der 555 mit zeitlinearer Auf-/Entladung des Kondensators C. Dazu dient die Lade-Stromquelle mit Spannungsreferenz D1, dem Opamp IC2:1 und dem Ladetransistor Q7. Analog dazu besteht die Entlade-Stromquelle aus D2, IC2:2 und Q4.

Das Ein-/Ausschalten der Stromquellen erfolgt mit den Transistoren Q5 und Q3. Die nötige Ansteuerung dazu erledigen für den Ladezweig die Schaltstufen Q1/Q2, diese sind vom 555-internen Discharge-Transistor Qdis gesteuert. Der untere Stromquellen-Schalter Q3 wird direkt von Qdis geschaltet.

Spannungsfolger IC2:3 greift das zeitlineare Signal über C hochohmig ab. Mit U2 ist der Sägezahn, mit Ua das zugehörige Rechtecksignal niederohmig verfügbar.

Der Regler IC3 stellt eine stabile Spannung +Ub1 = 10 V für den 555, die C-Ladung und die Schaltstufen bereit. Der 4-fach-Opamp wird direkt mit der höheren Spannung +Ub = 13 V versorgt.

Funktion der Opamp-Stromquelle, C-Entladung

Anhand des Entladezweiges sei die Funktion der Opamp-Stromquelle erläutert. Der untere Opamp IC2:2 vergleicht die Referenzspannung Uref2 mit dem Spannungsabfall UR3,4 über R3 + R4. Transistor Q4 wird vom Opamp so gesteuert, dass immer UR3,4 = Uref2 gilt. Dazu öffnet Q4 mehr oder weniger, je nachdem, ob UR3,4 kleiner oder größer wird. Dies geschieht mit der hohen Verstärkung des Opamp, der ja immer bestrebt ist, die Spannungsdifferenz an seinen Eingängen auf Null zu halten. Das Resultat der nun konstanten Spannung UR3,4 ist ein konstanter Q4-Emitterstrom durch R3,4.

Mit genügend hoher Q4-Stromverstärkung kann der Q4-Kollektorstrom dem Q4-Emitterstrom gleichgesetzt werden, d.h. der Q4-Kollektorstrom ist ebenfalls konstant. Die Konstanz des Kollektorstroms hängt hauptsächlich von der Uref2-Konstanz ab, ist also mit der Spannungsreferenz LM385 (D2) sehr stabil gegenüber Temperatur- und Ub1-Schwankungen.

Mit dem Q4-Konstantstrom wird der auf 2/3 von Ub (obere 555-Schaltschwelle) aufgeladene Kondensator C bis auf die Q4-Kollektor-Emitter-Restspannung entladen. Wie schnell dies geschieht, bestimmt die Größe des Konstantstroms. Um nun die Steilheit dieser C-Entladung verändern zu können, ist R3 einstellbar. Letzlich wird mit R3 die Steilheit der fallenden Sägezahnflanke und damit auch die Impulsfrequenz verändert.

555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2011-02 © Peter E. Burkhardt

Für den Konstant-Entladestrom gilt: IR3,4 = Uref2 / R3,4. R4 bestimmt den maximal möglichen Entladestrom und damit die minimal mögliche Abfallzeit des Sägezahnes.

Opamp-Stromquelle, C-Aufladung

Analog zur Entlade-Stromquelle funktioniert auch die Lade-Stromquelle. C wird über R1,2 und Q7 konstant aufgeladen, der Opamp IC2:1 ist für die Regelung verantwortlich. D1 ist die zugehörige Spannungsreferenz.

Hier wird die Steilheit der steigenden Sägezahnflanke und damit auch die Impulsfrequenz mit R2 verändert.

Für den Konstant-Ladestrom gilt: IR1,2 = Uref1 / R1,2. R1 bestimmt den maximal möglichen Ladestrom und damit die minimal mögliche Anstiegszeit des Sägezahnes.

Stromquellen-Steuerung bei C-Aufladung

Entsprechend der 555-AMV-Funktion ist der interne Entladetransistor Qdis bei C-Aufladung gesperrt (Ua = H wegen R7). Demzufolge muss auch Entladetransistor Q4 gesperrt sein, damit C über Q7 aufgeladen werden kann.

Damit Q4 über Opamp Ic2:2 sperrt, wird die D2-Referenspannung und damit auch der n.i.E. (nicht invertierende Eingang) mit Transistor Q3 kurzgeschlossen. Pull-Up-Widerstand R7 am Pin 7 liefert Q3-Basistrom und Q3 wird wie gewünscht durchgesteuert.

Der Ladetransistor Q7 dagegen muss bei C-Aufladung Strom liefern. Dazu muss Q5 gesperrt sein, damit die Spannungsreferenz D1 über den Opamp IC2:1 für Q7 wirken kann. Der pnp-Transistor Q5 ist nur gesperrt, wenn auch Q2 gesperrt ist. Nur so erhält die Q5-Basis keinen Basisstrom über R9-Q2 von GND. Damit aber Q2 und damit Q5 gesperrt sind, muss Q1 durchgesteuert sein. Pull-Up-Widerstand R7 am Pin 7 liefert Q1-Basistrom und Q2,5 werden wie gewünscht gesperrt.

Stromquellen-Steuerung bei C-Entladung

Bei C-Entladung muss der Entladetransistor Q4 den Kondensator C mit einem konstanten Strom entladen, der Ladetransistor Q7 muss aber gesperrt sein. Bei C-Entladung ist der interne Entladetransistor Qdis durchgesteuert und am Pin 7 liegt L (ebenfalls Ua = L). Dadurch ist Q3 gesperrt, die Referenzspannung Uref2 ist freigegeben, Opamp IC2:2 kann mit dem Entladetransistor Q4 den Kondensator C entladen.

Durch das L am Pin 7 ist aber auch Q1 gesperrt. Das bewirkt, dass Q2 leitend ist. Der pnp-Transistor Q5 wird jetzt von GND aus über R9 mit Basisstrom versorgt. Q5 ist also auch leitend und schließt die Spannungsreferenz D1 gegen +Ub1 kurz. Damit liegt auch der n.i.E. des Opamp IC1:1 auf +Ub1. Deshalb ist der Ladetransistor Q7 gesperrt und kann, wie gewünscht, keinen Ladestrom für C liefern.

Alle Transistoren können Kleinleistungs-Typen sein. Die Stromverstärkung von Q1,2,3,5 sollte mindestens 100 sein, die von Q4,7 mindestens 200.

Uref-Abschaltung und Opamp-Offset

Zum Laden muss der Entlade-Transistor Q4, zum Entladen der Lade-Transistor Q7 gesperrt werden. Dazu wird die jeweilige Uref abgeschaltet, damit der zugehörige Opamp seinen Regel-Transistor sperrt. Allerdings geschieht dies nicht perfekt.

Es sei der Entladezweig mit Q4 betrachtet. Q3 schließt die Referenz D2 kurz. Es bleibt aber die Q3-Kollektor-Emitter-Restspannung bestehen, die auch am n.i.E. des Opamp wirkt. Dies hat zur Folge, dass der Opamp den Entladetransistor Q4 ein klein wenig geöffnet hält und einen Strom über R3,4 fließen läßt, damit die genannte Restspannung am n.i.E. durch eine gleich große Spannung am i.E. ausgeglichen wird. Dieser Strom wird aber vom Ladestrom über Q7 abgezweigt, d.h. die Aufladung wird verfälscht.

Ist bei kleinem Kondensator C die Ladezeit sehr lang, ist auch der Ladestrom durch Q7 gering. Dieser geringe Ladestrom wird also durch das nicht perfekte Sperren von Q4 weiter verringert und es kann passieren, dass der Lade-Schwellwert (obere 555-Schwelle) nicht erreicht wird, d.h. der 555 schwingt nicht mehr.

Ein zusätzlichr Opamp-Offset in die falsche Richtung verstärkt diesen Effekt noch.

Deshalb sind die Begrenzungs-Widerstände R1 und R4 mit 1 kΩ relativ groß bemessen. Mit der angegebenen Dimensionierung liefert die Schaltung im getesteten Frequenzbereich eine einwandfreie Kurvenform ohne sichtbare Verzerrungen.

555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2011-02 © Peter E. Burkhardt
Auskopplung der Lade-/Entladekurve

Der Lade-/Entlade-Konstantstrom ist besonders bei niedrigen Frequenzen gering, eine zusätzliche Belastung und damit auch Verfälschung der Ladung/Entladung ist zu vermeiden. Der Sägezahn muss hochohmig ausgekoppelt werden.

Der eingesetzte Spannungsfolger mit dem Opamp IC2:3 erfüllt diese Bedingung sehr gut. Am Ausgang steht der Sägezahn sehr niederohmig zur Verfügung. R6 ist lediglich ein Schutzwiderstand, der auch niederohmiger sein darf. Der LM324 ist gegen GND kurzschlussfest und liefert dauernd bis 20 mA.

Der Sägezahn hat natürlich bezogen auf GND den gleichen Hub und Abstand wie über C. Im konkreten Fall liegt die Kurve zwischen 3,33 und 6,66 V (1/3 bis 2/3 von Ub1). Soll die Kurve auf GND aufsetzen und/oder einen anderen Spannungshub haben, ist ein weiterer Opamp mit entsprechender Verstärkungseinstellung erforderlich.

Zu beachten ist dabei, dass der LM324 zwar bis nahe GND steuert (max. 20 mV bei 10 kΩ Last), dass aber der Aussteuerbereich gegen +Ub nur bis 1,5 V unterhalb Ub reicht (siehe Datenblatt).

Wahl der Betriebsspannung Ub

Die Schaltung wurde für +Ub1 = 10 V optimiert. Da das Aussteuern des Opamp LM324 nicht bis zu seiner positiven Betriebsspannung möglich ist, wird er mit der höheren Spannung +Ub = 13 V versorgt. Diese Spannung muss nicht stabil, aber als Spannungsregler-Eingangsspannung mindestens 12,5 V groß sein.

Der Spannungsregler IC3 liefert die stabile Betriebsspannung +Ub1, die hier unbedingt nötig ist. Schaltungsbedingt wirkt die 555-typische Ub-Unabhängigkeit der erzeugten Impulse hier nicht.

Die 555-Schwellwerte sind intern auf 1/3 bzw. 2/3 von +Ub1 festgelegt, die mit D1 und D2 referenzierten Konstantströme sind aber unabhängig von Ub. Das bedeutet, eine Ub1-Änderung würde die 555-Schaltschwellen verschieben, den Lade-/Entladestrom aber nicht. Das bedeutet, die Sägezahnsteilheit bleibt zwar konstant, die Zeit bis zum Erreichen des oberen/unteren Schwellwertes aber nicht (wegen der veränderten Schwellwerte). Die Sägezahn-Frequenz würde sich also ändern.

Ist dagegen +Ub1 stabil, bleiben Frequenz und Spannungswerte der Sägezahn-/Dreieckschwingung ebenfalls stabil.

Frequenz und minimale Anstiegs-/Abfallzeit der Sägezahnkurve

Abhängig von den frequenzbestimmenden Bauelementen C und R1 bis 4 wurde die Frequenz der Dreieckschwingung gemessen. Die Tabelle enthält im oberen Teil die Werte für eine Referenzspannung von 1,25 V (LM385-1,2), im unteren Teil die Werte für die Spannungsreferenz LM385-2,5 wie im Schaltplan angegeben.

Uref1 = Uref2 C R1+R2 R3+R4 Frequenz f min. Lade-/Entladezeit
1,25 V 100 nF 1 kΩ 1 kΩ 1,66 kHz 0,30 ms
1,25 V 100 nF 11 kΩ 11 kΩ 166 Hz -
1,25 V 470 nF 1 kΩ 1 kΩ 370 Hz 1,35 ms
1,25 V 470 nF 11 kΩ 11 kΩ 37 Hz -
1,25 V 1 µF 1 kΩ 1 kΩ 166 Hz 3,0 ms
1,25 V 1 µF 11 kΩ 11 kΩ 16,6 Hz -
Uref1 = Uref2 C R1+R2 R3+R4 Frequenz f min. Lade-/Entladezeit
2,5 V 100 nF 1 kΩ 1 kΩ 3,28 kHz 0,15 ms
2,5 V 100 nF 11 kΩ 11 kΩ 345 Hz -
2,5 V 470 nF 1 kΩ 1 kΩ 780 Hz 0,64 ms
2,5 V 470 nF 11 kΩ 11 kΩ 78 Hz -
2,5 V 1 µF 1 kΩ 1 kΩ 357 Hz 1,4 ms
2,5 V 1 µF 11 kΩ 11 kΩ 35,7 Hz -

Aufgrund der Begrenzungswiderstände R1 und R4 (jeweils 1 kΩ) bleiben die minimalen Anstiegs-/Abfallzeiten relativ groß (in Abhängigkeit von C). Die Sägezahn-Anstiegszeit zur Abfallzeit verhält sich näherungsweise wie die Widerstände R1 + R2 zu R3 + R4. Das bedeutet, in der angegebenen Dimensionierung kann das Verhältnis der Sägezahnzeiten nicht größer als 1 zu 10 werden.

Für bestimmte Anwendungen ist aber ein möglichst großes Verhältnis von Anstiegs- zur Abfallzeit erwünscht. Werden R2 und R3 auf z.B. 100 kΩ erhöht, steigt dieses Verhältnis auf 1 zu 100.

Nachteile der Schaltung

Die Abschaltung des jeweils nicht aktiven Lade- bzw. Entladezweiges ist nicht perfekt. Ein sehr großes Verhältnis Sägezahn-Anstiegszeit zur Abfallzeit ist deshalb nicht möglich.

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Als weiteres Problem stellten sich die Spannungsreferenzen heraus. Da der LM385 als geschaltete Spannungsquelle betrieben wird, wirken sich interne Schaltzeiten zum Aufbau der an den Anschlüssen verfügbaren Referenzspannung direkt aus. Der IC enthält immerhin 15 bis 20 Transistorfunktionen. Beeinflussbar ist die Anstiegs- und Abfallzeit der Referenzspannung Uref mittels des Vorwiderstandes (R11 bzw. R12). Der dimensionierte Wert lt. Schaltung stellt bereits ein Optimum dar. Wesentliches Verkleinern führt zum Überschwingen, wesentliches Vergrößern führt zum Verschleifen der Uref-Impulse.

Ein Test mit simplen LEDs als Spannungsreferenz bewies, dass die Uref-Impulse exakt die gewünschte Rechteckform aufwiesen.

Vorteile der Schaltung

Stromquellen mit Opamp garantieren einen hohen differentiellen Innenwiderstand der Stromquelle und damit einen sehr konstanten Strom unabhängig vom Lastwiderstand (C-Ladung/Entladung). Die Liniarität der Sägezahn-/Dreieckskurve ist sehr gut.

Referenz-ICs wie der LM385 führen zu hoher Langzeitstabilität des Konstantstromes, wenn für R1 bis R4 entsprechende Metallschichtwiderstände Verwendung finden.

Die zur Sägezahn-/Dreieckskurve gehörigen Rechteckimpulse stehen mit entsprechendem Tastverhältnis an Ua zur Verfügung. Bei genauer Justierung der Dreieckspannung sind Rechteckimpulse mit dem Tastverhältnis 0,5 vorhanden.

Die Schaltung ist im niederen Frequenzbereich (z.B. zur Verwendung im Oszilloskop-Kennlinienschreiber) gut geeignet.

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Sägezahn/Dreieck-Generator, 10V-OPV-Endstufe

Prinzip und Anwendung

Der 555 arbeitet als AMV. Das Laden und Entladen des zeitbestimmenden Kondensators C erfolgt über je eine Konstant-Stromquelle mit Transistor und LED-Referenz. Es ergibt sich ein zeitlinearer Spannungsverlauf über C. Ladezeit und Entladezeit sind getrennt einstellbar. Der 555 arbeitet dabei mit seinen Standard-Schwellwerten.

Ein Opamp verstärkt diese Sägezahn-/Dreieckspannung und liefert ein GND-bezogenes niederohmiges Signal mit einem Spitzen-Wert (peak to peak) von 10 Vss. Gleichzeitig kann das entsprechende Rechtecksignal am 555-Ausgang abgenommen werden.

Der Generator eignet sich u.a. zur Kennlinien-Darstellung von Halbleiter-Übergängen auf dem analogen Oszilloskop (X-Y-Modus).

Sägezahn/Dreieck-Generator 10 Vss mit OPV

Schaltungsteile

Abweichend von der AMV-Standardschaltung arbeitet der 555 mit zeitlinearer Auf-/Entladung des Kondensators C. Dazu dient die Lade-Stromquelle mit Spannungsreferenz D1 und dem Ladetransistor Q7. Analog dazu besteht die Entlade-Stromquelle aus D2 und Q4.

Das Ein-/Ausschalten der Stromquellen erfolgt mit den Transistoren Q5 und Q3. Die nötige Ansteuerung dazu erledigen für den Ladezweig die Schaltstufen Q1/Q2, diese sind vom 555-internen Discharge-Transistor Qdis gesteuert. Der untere Stromquellen-Schalter Q3 wird direkt von Qdis geschaltet.

Opamp IC2:1 greift das zeitlineare Signal über C hochohmig ab und verstärkt es. Mit U2 ist der Sägezahn, mit Ua das zugehörige Rechtecksignal niederohmig verfügbar.

Der Regler IC3 stellt eine stabile Spannung +Ub1 = 10 V für den 555, die C-Ladung und die Schaltstufen bereit. Der 4-fach-Opamp wird direkt mit der höheren Spannung +Ub = 14 V versorgt.

Funktion der Stromquelle, C-Entladung

Anhand des Entladezweiges sei die Funktion der Transistor-LED-Stromquelle erläutert. Der Entlade-Transistor Q4 vergleicht die Referenzspannung Uref2 an seiner Basis mit dem Spannungsabfall UR3,4 über R3 + R4 am Q4-Emitter. Transistor Q4 wird so gesteuert, dass immer UR3,4 + UBEQ4 = Uref2 gilt. Dazu öffnet Q4 mehr oder weniger, je nachdem, ob UR3,4 kleiner oder größer wird. Das Resultat der nun konstanten Spannung UR3,4 ist ein konstanter Q4-Emitterstrom durch R3,4.

Mit genügend hoher Q4-Stromverstärkung kann der Q4-Kollektorstrom dem Q4-Emitterstrom gleichgesetzt werden, d.h. der Q4-Kollektorstrom ist ebenfalls konstant. Die Konstanz des Kollektorstroms hängt hauptsächlich von der Uref2-Konstanz ab.

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Mit dem Q4-Konstantstrom wird der auf 2/3 von Ub (obere 555-Schaltschwelle) aufgeladene Kondensator C bis auf die Q4-Kollektor-Emitter-Restspannung entladen. Wie schnell dies geschieht, bestimmt die Größe des Konstantstroms.

Um nun die Steilheit dieser C-Entladung verändern zu können, ist R3 einstellbar. Letzlich wird mit R3 die Steilheit der fallenden Sägezahnflanke und damit auch die Impulsfrequenz verändert. R4 bestimmt den maximal möglichen Entladestrom und damit die minimal mögliche Abfallzeit des Sägezahnes.

Dimensionierung der Entlade-Stromquelle

Als Referenzspannung und zur Temperaturkompensation ist eine LED gut geeignet. Die Temperaturdrift der LED ist mit -2 mV/K vergleichbar mit der Drift der Q4-UBE-Strecke. Q4 und D2 sollten beieinanderstehen (idealerweise thermischer Kontakt).

Über D2 und R12 fließen bei Ub1 = 10 V ca. 2,5 mA (mit R12 festgelegt), das ergibt einen günstigen Arbeitspunkt für die rote 3mm-Kleinleistungs-LED. Der LED-Strom sollte das 10-fache des Q4-Basisstromes betragen. Dann sind die Schwankungen der D2-Referenzspannung ( Uref2 = 1,6 V), verursacht durch den benötigten Q4-Basisstrom, gering.

Über dem Emitterwiderstand R3,4 (R3 + R4) fallen ca. 0,95 V ab:

UR3,4 = Uref2 - UBEQ4 = 1,6 V - 0,65 V = 0,95 V (konstant)

Widerstand R3,4 bestimmt den Konstantstrom für die C-Entladung und berechnet sich zu:

R3,4 = UR3,4 / (ICQ4 - IBQ4)

Da UR3,4 konstant ist und der Basisstrom IBQ4 zu vernachlässigen ist, kann ICQ4 mit R3,4 eingestellt werden.

Da C linear von 2/3 Ub mit diesem Strom ICQ4 entladen werden muss (Hub des Sägezahnes zwischen 1/3 und 2/3 von Ub), ergibt sich je nach geforderter Sägezahn-Zeit TL (Low-Zeit) der benötigte Konstantstrom ICQ4:

ICQ4 = (C * 0,33 * Ub1) / TL

R3,4 bestimmt also die Sägezahn-Zeit TL. R3 ist einstellbar, R4 begrenzt den maximalen Entladestrom ICQ4.

Maximaler Entladestrom

Der maximale ICQ4 für die C-Entladung ist für die minimale Sägezahn-Abfallzeit verantwortlich. Entlade-Transistor Q4 muss für ICQ4max ausgelegt sein.

ICQ4max = UR3,4 / R3,4 = (Uref2 - UBEQ4) / R3,4

Beispiel Uref2 = 1,6 V, R4 = 75 ? (R3 = 0), UBEQ4 = 0,65 V ergibt ICQ4max = 12,7 mA. Es ist also jeder Kleinleistungs-Transistor geeignet.

Minimaler Entladestrom

Der minimale ICQ4 für die C-Entladung ist für die maximale Sägezahn-Abfallzeit verantwortlich. ICQ4min kann aber nicht beliebig klein sein, da aus dem 555-Trigger-Eingang Pin 2 Strom herausfließt (max. 2 µA bei 1/3 Ub1) und auch C nicht ideal ist. Der angeschlossene Opamp zur Signal-Auskopplung hat einen sehr hohen Eingangswiderstand und ist deshalb vernachlässigbar.

Es sind also für R3,4max Grenzen gesetzt:

R3,4max = (Ub1 - UR3,4 - UCEQ4min) / ICQ4min

Die minimale Kollektor-Emitter-Spannung UCEQ4min ist für einen vernünftigen Arbeitpunkt von Q4 notwendig und sollte 2 bis 3 V, aber wenigstens 1 V betragen.

Beispiel Ub1 = 10 V, UR3,4 = 0,95 V und Wahl UCEQ4 = 2 V:

Bei Ub1 = 10 V stehen über Q4 und R3,4 am Ende der C-Entladezeit nur noch 1/3 Ub = 3,33 V zur Verfügung (unterer 555-Schwellwert).

Da UR3,4 + UCEQ4 = 2,95 V < 3,33 V ist, kann Q4 auch am Ende der C-Entladung noch richtig arbeiten.

Der minimale Konstantstrom ICQ4min bei größtem R3 ist:

ICQ4min = UR3,4 / (R3 + R4) = 0,95 V / 100,075 kΩ = 9,5 µA, also noch groß genug für eine stabile Entladung bis zum unteren 555-Schwellwert.

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Dimensionierung der Lade-Stromquelle

Die Lade-Stromquelle basiert auf dem gleichen Prinzip wie die Entlade-Stromquelle, nur dass hier das Bezugspotential nicht GND, sondern Ub1 (+10 V) ist. Deshalb sind Q5 und Q7 pnp-Transistoren. Auch hier sollten Q7 und D1 zur Temperaturkompensation beieinanderstehen (idealerweise thermischer Kontakt).

Über D1 und R11 fließen bei Ub1 = 10 V ca. 2,5 mA (mit R11 festgelegt), das ergibt einen günstigen Arbeitspunkt für die rote 3mm-Kleinleistungs-LED. Der LED-Strom sollte das 10-fache des Q7-Basisstromes betragen. Dann sind die Schwankungen der D1-Referenzspannung ( Uref1 = 1,6 V), verursacht durch den benötigten Q7-Basisstrom, gering.

Über dem Emitterwiderstand R1,2 (R1 + R2) fallen ca. 0,95 V ab:

UR1,2 = Uref1 - UBEQ7 = 1,6 V - 0,65 V = 0,95 V (konstant)

Widerstand R1,2 bestimmt den Konstantstrom für die C-Aufladung und berechnet sich zu:

R1,2 = UR1,2 / (ICQ7 - IBQ7)

Da UR1,2 konstant ist und der Basisstrom IBQ7 zu vernachlässigen ist, kann ICQ7 mit R1,2 eingestellt werden.

Da C linear von 1/3 Ub mit diesem Strom ICQ7 aufgeladen werden muss (Hub des Sägezahnes zwischen 1/3 und 2/3 von Ub), ergibt sich je nach geforderter Sägezahn-Zeit TH (High-Zeit) der benötigte Konstantstrom ICQ7:

ICQ7 = (C * 0,33 * Ub1) / TH

R1,2 bestimmt also die Sägezahn-Zeit TH. R2 ist einstellbar, R1 begrenzt den maximalen Entladestrom ICQ7.

Maximaler Ladestrom

Der maximale ICQ7 für die C-Aufladung ist für die minimale Sägezahn-Anstiegszeit verantwortlich. Lade-Transistor Q7 muss für ICQ7max ausgelegt sein.

ICQ7max = UR1,2 / R1,2 = (Uref1 - UBEQ7) / R1,2

Beispiel Uref1 = 1,6 V, R1 = 75 ? (R2 = 0), UBEQ7 = 0,65 V ergibt ICQ7max = 12,7 mA. Es ist also jeder Kleinleistungs-Transistor geeignet.

Minimaler Ladestrom

Der minimale ICQ7 für die C-Aufladung ist für die maximale Sägezahn-Anstiegszeit verantwortlich. ICQ7min kann aber nicht beliebig klein sein, da in den 555-Treshold-Eingang Pin 6 Strom hineinfließt (max. 0,25 µA bei 2/3 Ub1) und auch C nicht ideal ist. Der angeschlossene Opamp zur Signal-Auskopplung hat einen sehr hohen Eingangswiderstand und ist deshalb vernachlässigbar.

Es sind also für R1,2max Grenzen gesetzt:

R1,2max = (Ub1 - UR1,2 - UCEQ7min) / ICQ7min

Die minimale Kollektor-Emitter-Spannung UCEQ7min ist für einen vernünftigen Arbeitpunkt von Q7 notwendig und sollte 2 bis 3 V, aber wenigstens 1 V betragen.

Beispiel Ub1 = 10 V, UR1,2 = 0,95 V und Wahl UCEQ7 = 2 V:

Bei Ub1 = 10 V stehen über Q7 und R1,2 am Ende der C-Aufladezeit nur noch 1/3 Ub = 3,33 V zur Verfügung (10 V abzüglich oberer 555-Schwellwert 6,67 V).

Da UR1,2 + UCEQ7 = 2,95 V < 3,33 V ist, kann Q7 auch am Ende der C-Aufladung noch richtig arbeiten.

Der minimale Konstantstrom ICQ7min bei größtem R2 ist:

ICQ7min = UR1,2 / (R1 + R2) = 0,95 V / 100,075 kΩ = 9,5 µA, also noch groß genug für eine stabile Aufladung bis zum oberen 555-Schwellwert.

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Stromquellen-Steuerung bei C-Aufladung

Entsprechend der 555-AMV-Funktion ist der interne Entladetransistor Qdis bei C-Aufladung gesperrt (Ua = H wegen R7). Demzufolge muss auch Entladetransistor Q4 gesperrt sein, damit C über Q7 aufgeladen werden kann.

Damit Q4 sperrt, wird die D2-Referenspannung und damit auch die Q4-Basis mit Transistor Q3 auf GND gelegt. Pull-Up-Widerstand R7 am Pin 7 liefert Q3-Basistrom und Q3 wird wie gewünscht durchgesteuert.

Der Ladetransistor Q7 dagegen muss bei C-Aufladung Strom liefern. Dazu muss Q5 gesperrt sein, damit die Spannungsreferenz D1 für Q7 wirken kann. Der pnp-Transistor Q5 ist nur gesperrt, wenn auch Q2 gesperrt ist. Nur so erhält die Q5-Basis keinen Basisstrom über R9-Q2 von GND.

Damit aber Q2 und damit Q5 gesperrt sind, muss Q1 durchgesteuert sein. Pull-Up-Widerstand R7 am Pin 7 liefert Q1-Basistrom und Q2,5 werden wie gewünscht gesperrt.

Stromquellen-Steuerung bei C-Entladung

Bei C-Entladung muss der Entladetransistor Q4 den Kondensator C mit einem konstanten Strom entladen, der Ladetransistor Q7 muss aber gesperrt sein. Bei C-Entladung ist der interne Entladetransistor Qdis durchgesteuert und am Pin 7 liegt L (ebenfalls Ua = L). Dadurch ist Q3 gesperrt, die Referenzspannung Uref2 ist freigegeben, Entladetransistor Q4 kann den Kondensator C entladen.

Durch das L am Pin 7 ist aber auch Q1 gesperrt. Das bewirkt, dass Q2 leitend ist. Der pnp-Transistor Q5 wird jetzt von GND aus über R9 mit Basisstrom versorgt. Q5 ist also auch leitend und schließt die Spannungsreferenz D1 gegen +Ub1 kurz. Damit liegt auch die Q7-Basis auf +Ub1. Deshalb ist der Ladetransistor Q7 gesperrt und kann, wie gewünscht, keinen Ladestrom für C liefern.

Alle Transistoren können Kleinleistungs-Typen sein. Die Stromverstärkung von Q1,2,3,5 sollte mindestens 100 sein, die von Q4,7 mindestens 200.

Auskopplung und Verstärkung der Lade-/Entladekurve

Der Lade-/Entlade-Konstantstrom ist besonders bei niedrigen Frequenzen gering, eine zusätzliche Belastung und damit auch Verfälschung der Ladung/Entladung ist zu vermeiden. Der Sägezahn muss hochohmig ausgekoppelt werden. Außerdem soll für Kennlinien-Aufnahmen mit dem Oszi ein 10Vss-Signal bei einer 10mA-Last zur Verfügung stehen.

Für den angegebenen Frequenzbereich erfüllt der Opamp LM324 (IC2:1) diese Anforderungen gut. Der Opamp arbeitet als nichtinvertierender Verstärker mit einer Verstärkung von 3, da Ucss bei Ub1 = 10 V nur 3,33 V beträgt. Das ist die Differenz zwischen den 555-Schwellwerten. R17 und R18 sollten Metallschicht-Widerstände mit höchstens 1 % Toleranz sein. Uc wird über R16 eingespeist (Formeln siehe Bild).

Zusätzlich muss das Signal so verschoben werden, dass es auf GND aufsetzt. Dazu wird mit dem Spannungsteiler R13-R14-R15 die nötige Verschiebespannung von +5 V erzeugt. Allerdings bleibt die Kollektor-Emitter-Restspannung des unteren 324-Ausgangstransistors (pnp-Typ) über GND bestehen.

Mit R14 ist U2 so in Richtung GND zu verschieben (Oszi, 1 kΩ Last), dass die untere Spitze des Dreiecksignals gerade in die Begrenzung geht. Die Einstellung muss im Bereich der geplanten Arbeitsfrequenz erfolgen, da der 555 bei großen Frequenzänderungen (z.B. 1:10) seine Schwellwerte aufgrund innerer Toleranzen und Laufzeiten etwas verändert.

Kondensator C2 legt den n.i.E. (nicht invertierender Eingang) an GND, damit sich R13-R14-R15 nicht auf die Signal-Verstärkung auswirkt.

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Am Ausgang steht der Sägezahn niederohmig zur Verfügung. R19 ist ein zusätzlicher Schutzwiderstand, der sich aber nicht negativ auswirkt, da der zusätzliche Spannungsabfall vom Opamp ausgeregelt wird. Der LM324 ist zwar gegen GND kurzschlussfest und kann dauernd bis 20 mA liefern, R19 schützt aber zusätzlich bei Kurzschluss nach +Ub.

Soll die Restspannung gegen GND nicht wirksam werden, muss der Opamp zusätzlich mit einer negativen Betriebsspannung von z.B. 2 Volt versorgt werden.

Wahl der Betriebsspannung Ub

Die Schaltung wurde für +Ub1 = 10 V optimiert. Da das Aussteuern des Opamp LM324 nicht bis zu seiner positiven Betriebsspannung möglich ist, wird er mit der höheren Spannung +Ub = 14 V versorgt. Diese Spannung muss nicht stabil, aber als Spannungsregler-Eingangsspannung mindestens 13 V groß sein.

Der Spannungsregler IC3 liefert die stabile Betriebsspannung +Ub1, die hier unbedingt nötig ist. Schaltungsbedingt wirkt die 555-typische Ub-Unabhängigkeit der erzeugten Impulse hier nicht.

Die 555-Schwellwerte sind intern auf 1/3 bzw. 2/3 von +Ub1 festgelegt, die mit D1 und D2 referenzierten Konstantströme sind aber unabhängig von Ub. Das bedeutet, eine Ub1-Änderung würde die 555-Schaltschwellen verschieben, den Lade-/Entladestrom aber nicht. Das bedeutet, die Sägezahnsteilheit bleibt zwar konstant, die Zeit bis zum Erreichen des oberen/unteren Schwellwertes aber nicht (wegen der veränderten Schwellwerte). Die Sägezahn-Frequenz würde sich also ändern.

Ist dagegen +Ub1 stabil, bleiben Frequenz und Spannungswerte der Sägezahn-/Dreieckschwingung ebenfalls stabil.

Frequenz

Abhängig von den frequenzbestimmenden Bauelementen C und R1 bis 4 wurde die Frequenz der Dreieckschwingung gemessen und dabei die Signaltreue des U2-Ausgangs beobachtet. Es ergaben sich die in der Schaltung angegebenen Frequenzbereiche. Bis über 100 kHz sind problemlos erreichbar.

Allerdings liefert der verwendete Opamp nur bis etwa 17 kHz eine akzeptable Kurvenform. Auch ist die Einstellung mit R14 bei höheren Frequenzen kritisch.

Für die vorgesehene Anwendung zur Oszi-Darstellung von Kennlinien ist eine Frequenz von 100 bis 200 Hz völlig ausreichend. Viel wichtiger ist die Linearität des Signals und möglichst kurze Anstiegs-/Abfallzeiten des Sägezahns.

Anstiegs-/Abfallzeit der Sägezahnkurve

Aufgrund der niedrigen Begrenzungswiderstände R1 und R4 (jeweils 75 ?) sind die minimalen Anstiegs-/Abfallzeiten kurz (in Abhängigkeit von C). Die Sägezahn-Anstiegszeit zur Abfallzeit verhält sich näherungsweise wie die Widerstände R1 + R2 zu R3 + R4. Das bedeutet, in der angegebenen Dimensionierung kann das Verhältnis der Sägezahnzeiten bis 1 zu 1333 werden (bei R2 und/oder R3 = 100 kΩ).

Das ist vorteilhaft, da so der Rücklauf (Sägezahn-Abfallzeit) einer gezeichneten Kennlinie auf dem Oszi unsichtbar bleibt.

Fazit

Für die Anwendung als Signalgenerator zur oszillografischen Kennlinien-Darstellung ist die Schaltung gut geeignet. Bei geeigneter Umschaltung der Frequenz und Kurvenform (Dreieck/Sägezahn, steigend/fallend) und wegen des Impulsausgangs Ua ist der Generator vielseitig verwendbar.

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Sägezahn/Dreieck-Generator für Kennlinien

Anwendung

Die folgende Anwendung bezieht sich auf den Sägezahn/Dreieck-Generator 10 Vss mit OPV. Dieser im vorigen Abschnitt beschriebene Generator wird zur Kennlinien-Darstellung von Halbleiter-Übergängen auf dem analogen Oszilloskop (X-Y-Modus) eingesetzt. Die Schaltung ist fast identisch, nur die Frequenzwahl erfolgt jetzt mittels Stufen-Schalter.

Sägezahn/Dreieck-Generator, Anwendung zur Kennlinien-Darstellung

Frequenz-/Zeiteinstellung für U2

Die Schaltung entspricht bis auf die Frequenzwahl dem genannten vorigen Beitrag. Kondensator C ist mit 150 nF festgelegt. Über die Stufenschalter S2 und S3 ist die Sägezahn-Anstiegszeit bzw. -Abfallzeit wählbar (siehe Bild). Da S2 und S3 unabhängig schaltbar sind, kann vom ansteigenden Sägezahn über ein Dreiecksignal bis zum abfallenden Sägezahn jede Zwischenstufe im Rahmen der schaltbaren Zeiten gewählt werden. Es sind Zeiten zwischen 50 µs und 5 ms einstellbar.

Bei Bedarf können zum genauen Abgleich der wählbaren Zeiten die Widerstände R22,23,24 und R32,33,34 jeweils durch eine Reihenschaltung eines Fest-R mit einem Einstell-R ersetzt werden.

Auch sind Erweiterungen durch noch mehr Schaltstufen möglich. Oder die Einstellung erfolgt kontinuierlich durch je ein Potentiometer für die Anstiegszeit und die Abfallzeit.

Impulsfolge Ua

Entsprechend der Anstiegs-/Abfallzeit-Wahl ändert sich neben der Frequenz auch der Tastgrad der Rechteck-Pulsfolge am Ausgang Ua. Für gleiche Schalterstellung S2 = S3 liegt die Ua-Frequenz (und der sich ergebenden Dreieckschwingung) zwischen 100 Hz und 10 kHz bei einem Tastgrad von 0,5 (Tastverhältnis 1:1). Mit unterschiedlicher Einstellung von S2 und S3 ist das Tastverhältnis bis 1:100 bzw. 100:1 wählbar.

Pegel und Belastungsfähigkeit der Pulsfolge Ua entspricht den 555-Ausgangswerten bei +Ub1 = 10 V.

Prinzip der Kennlinien-Darstellung

Im Bild ist als Beispiel die Testschaltung für die Darstellung einer Dioden-Kennlinie dargestellt. Über der Reihenschaltung Rv-D lässt die Sägezahnspannung U2 den ansteigenden Strom IF fließen. IF ist nahezu proportional zu U2, wenn man von der Nichtlinearität der Diode absieht.

555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2011-02 © Peter E. Burkhardt

U2 ist mit dem Y-Kanal des Oszis verbunden, die Spannung UF über D mit dem X-Kanal. Der Zeitbasis-Schalter des Oszis steht auf 'X-Y' (X-Y-Modus). Je größer U2 und damit IF wird, desto mehr wird der Oszi-Strahl positiv (nach oben, entlang der y-Achse) verschoben. Gleichzeitig erhöht sich die Dioden-Spannung UF und der Oszi-Strahl wird nach rechts (entlang der X-Achse) abgelenkt. Da aber die Abhängigkeit UF vom Strom IF nichtlinear ist, ergibt sich anschaulich die entsprechende Dioden-Kennlinie im 1. Quadranten des Koordinatensystems.

Mit Wahl der X- und Y-Verstärkungsfaktoren am Oszi kann die Kennlinie im sichtbaren Bereich und in der gewohnten Form dargestellt werden. Es ist genau zu erkennen, wie groß UF bei welchem Strom ist. Besonders beim Vergleichen unterschiedlicher Diodentypen fällt die Auswahl leichter, wenn es z.B. auf niedrige Fluss-Spannung ankommt.

Da der fließende Strom vom Vorwiderstand abhängt, sind mit Rv bis zu 10 mA wählbar (nominale Belastungsgrenze des Ausgangs). Die Zuführung des Stroms IF über eine spannungsgesteuerte Stromquelle mit hohem differentiellen Innenwiderstand (als Ersatz für Rv) wäre natürlich genauer. Die Nichtlinearität des Messobjekts würde sich dann nicht auf die Linearität der Y-Achse auswirken. Bei einer Diode z.B. ergibt sich eine gewisse Stauchung der Y-Achse am Anfang des Sägezahns (z.B. Null bis nahe 0,5 V).

Aber trotzdem, vergleichende Messungen sind möglich. Es ist erstaunlich, wie sich z.B. Referenzelemente (LM385) verhalten, bevor sie den regulären Arbeitsbereich erreichen. Oder auch Z-Dioden sind gut vergleichbar. Allerdings lässt die begrenzte U2-Spannung nur Messungen unterhalb 10 V zu.

Fazit

Für die Anwendung als Signalgenerator zur oszillografischen Kennlinien-Darstellung ist die Schaltung gut geeignet. Bei Erweiterung in Richtung höherer Frequenzen (kürzere Anstiegs-/Abfallzeiten) muss evtl. ein anderer Opamp eingesetzt werden. Die Anwendung eines Präzisions-Opamp mit hoher Grenzfrequenz in Verbindung mit einem Transistor als Booster (Power Amplifier) müsste dann die erhöhten Anforderungen erfüllen.

CMOS-555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2017 © Peter E. Burkhardt

AMVs mit dem CMOS-555

Die CMOS-Ausführung des 555 ist beim Aufbau eines astabilen Multivibrators (AMV) gegenüber dem 555 in Bipolartechnik vorteilhafter:

Als einzigen Nachteil könnte man die etwas geringere Strombelastbarkeit des Pin3-Ausgangs werten. Doch meist ist dies nicht von Bedeutung, vor allem wenn der 555 nicht direkt irgendwelche Lasten schalten muss. Je nach Hersteller und Anschluss der Last (Sink or Source) reicht die Belastbarkeit von 10 mA bis 100 mA, ein Blick in das jeweilige Datenblatt lohnt sich.

AMVs mit Stromquellen-Steuerung

Zur Realisierung eines linearen Spannungsanstiegs muss die Kondensatoraufladung mit einem konstanten Strom erfolgen. In der Standardschaltung erfolgt die C-Aufladung nur über einen ohmschen Widerstand und damit exponential nach der e-Funktion.

Die für eine lineare Auf- und Entladung erforderlichen Stromquellen sind schaltungstechnisch auf verschiedene Art und Weise realisierbar. Bei der Beschreibung von Sägezahn-/Dreieckgeneratoren mit dem bipolaren 555 (siehe weiter oben) sind einige Möglichkeiten aufgeführt. Mich hat interessiert, wie sich der CMOS-555 als AMV verhält. Besonders das frequenzbestimmende Schaltverhalten der 555-Komparatoren im Zusammenspiel mit dem Entladetransistor sollte beim CMOS-555 besser sein. Es entstanden die nachfolgend beschriebenen Schaltungen.

Sägezahn-Generator, Transistor-SQ

Bereits der folgende einfache Sägezahn-Generator mit Transistor-Stromquelle zeigt die Vorteile beim Einsatz des CMOS-555. Die nutzbare Frequenz (mit stabiler Sägezahnamplitude) liegt bei 100 kHz, beim bipolaren 555 waren es nur ca. 40 kHz.

Schaltungsbeschreibung
Prinzip

Transistor Q1, die Widerstände R1 bis R3 und die 2,5V-Spannungsreferenz IC2 bilden eine Stromquelle. Der konstante Strom Ic lädt den Kondensator C1 auf. Ist die obere 555-Schwelle erreicht (2/3 von Ub), wird das 555-interne FF (Flip-Flop) rückgesetzt, Ua schaltet auf L (GND), ebenso ist jetzt der Entladetransistor Qdis durchgesteuert.

Discharge-Ausgang (Pin 7) hängt direkt an C1. Deshalb wird C1 sofort entladen, und zwar mit maximal möglicher Geschwindigkeit. Begrenzend wirkt nur der Kanalwiderstand des Mosfets. Die C1-Spannung sinkt also schlagartig und erreicht schnell die untere 555-Schwelle (1/3 von Ub).

Mit Unterschreiten der unteren Schaltschwelle wird das 555-FF wieder gesetzt und Qdis sperrt. Nun kann sich C1 wieder über R1-VR1-Q1 zeitlinear aufladen. Ein neuer Zyklus beginnt.

CMOS-555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2017 © Peter E. Burkhardt
Stromquelle

IC2 ist eine temperaturstabile 2,5V-Bandgap-Referenz, die aber hier nicht nötig wäre, da Q1 mit seiner BE-Strecke einen negativen Temperaturkoeffizient von -2 mV/C einbringt. Die LM336-Referenz wurde aber einheitlich bei allen folgenden Schaltungen verwendet. Will man einen gewissen Ausgleich des BE-Temperaturgangs erreichen, kann anstelle IC2 eine Leuchtdiode treten.

(Bild-Wiederholung)

Frequenzeinstellung

Die Frequenz der erzeugten Sägezahn-Schwingung (über C1) bzw. der Rechteck-Schwingung (am 555-Ausgang Pin 3) ist von der Zeit zum Laden und Entladen des Kondensators abhängig. Die Entladung erfolgt schlagartig. Diese Zeit kann deshalb (im wahrsten Sinne des Wortes) unterschlagen werden. Maßgebend ist also die Aufladezeit. Diese ist von der C1-Kapazität, von den Schaltschwellen und vom Ladestrom abhängig.

Da der C1-Ladestrom nur von R1 + VR1 abhängt (alle anderen Parameter seien konstant), ist die Frequenzeinstellung leicht mit dem Poti VR1 zu realisieren. Erzielte Frequenzbereiche sind im Bild eingetragen. Der Begrenzungswiderstand R1 ist nötig, damit die Stromquelle auch bei hohem Strom (kurze Anstiegsflanke des Sägezahns) einen konstanten Strom liefert.

Untere 555-Schwelle

Ist der Kondensator C1 relativ klein und deshalb die fallende Flanke des Sägezahns sehr kurz, wird durch die inneren 555-Laufzeiten die untere Schwelle weit unterschritten, bis endlich das FF auf H am Ausgang umschaltet, den Entladetransistor Qdis sperrt und somit die C-Entladung stoppt. Im Diagramm (Bild) ist dies dargestellt.

Allerdings ist die Flanken-Mindestzeit, ab der kein Fehler mehr auftritt, beim CMOS-555 wesentlich kürzer als beim bipolaren 555. Es sollte bei direktem Kurzschluss des Kondensators C1 eine Kapazität von wenigsten 100 nF eingebaut werden. Natürlich könnte man auch die fallende Flanke künstlich durch einen Reihen-Widerstand am Discharge-Ausgang verlängern. Längere Rückflanken sind aber beim Sägezahn meist unerwünscht. Somit zeigt sich auch hier die Geschwindigkeits-Grenze des 555.

Ausgänge

Am 555-Ausgang Pin 3 sind die AMV-L-Impulse verfügbar. Deren Amplitude reicht von GND bis +Ub, da die Gegentakt-Mosfet-Endstufe des CMOS-555 Rail-to-Rail-Eigenschaften hat. Nur bei größerer Belastung sinkt der obere Pegel (H) etwas ab und der untere Pegel (L) wird geringfügig angehoben. Wird der gesamte GND-bezogene Spannungshub benötigt, sollte der Ausgang nicht belastet werden. Bei entsprechend gewählter Betriebsspannung sind unmittelbar Digital-ICs mit CMOS-Eingängen anschließbar.

Der Sägezahn ist über C1 verfügbar und muss hochohmig abgenommen werden, damit der Sägezahnverlauf nicht zusätzlich verzerrt wird. Dieses analoge Signal (U2) ist vorzugsweise mit einem Opamp-Spannungsfolger auszukoppeln.

Fazit

Ein Sägezahn-Generator mit Frequenzeinstellung lässt sich mit dem CMOS-555 bis zu einer Frequenz von 25 kHz gut realisieren, wobei der Sägezahn seine Pegelgrenzen (1/3 bis 2/3 von Ub) noch nicht verlässt.

CMOS-555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2017 © Peter E. Burkhardt

Sägezahn/Dreieck-Generator, OPV-SQ LM358

Ein Dreieck-Generator, dessen Flanken sich unabhängig voneinander einstellen lassen, ist vielseitig verwendbar. Dazu sind zwei getrennte Zweige für das Kondensator-Laden erforderlich, einer für das Aufladen und einer für das Entladen. Zur Realisierung sind in der folgenden Schaltung Stromquellen mit Opamp, Bandgap-Spannungs-Referenzen und Transistorschalter vorhanden.

Schaltungsbeschreibung
Prinzip

Ein Schaltungsteil lädt den frequenzbestimmenden AMV-Kondensator C linear auf, der andere Schaltungsteil entlädt C wieder. Das Aufladen übernimmt die obere Stromquelle (siehe Bild) mit Opamp B, das Entladen entsprechend die untere Stromquelle mit Opamp A.

Jeder Opamp vergleicht die Spannung über den Ladewiderständen (oben R2, unten R1) mit seiner Referenzspannung von 2,5 V und liefert einen entsprechenden konstanten Lade- bzw. Entladestrom.

Für den richtigen Zeitpunkt des C-Ladens und des C-Entladens sorgen die Transistorschalter Q4 (oben) und Q3. Sie schalten die Referenzspannung jeweils entgegengesetzt zu bzw. ab. Zusammen mit der 555-Funktion (Komparatoren, FF) ergibt sich so eine sich wiederholende Dreieckschwingung über dem Kondensator C, deren Flanken mit Poti VR2 und VR1 einstellbar sind.

Spannungsreferenz IC2, IC3

Beide Bandgap-Referenzen sind temperaturstabil und gegen Rauschen mit einem kleinen Elko überbrückt. Zusammen mit den Opamps ergeben sich temperaturstabile Konstantströme mit hohem Innenwiderstand. Nicht immer ist ein solch hoher Aufwand für lineare Dreieckflanken erforderlich, man kann davon ausgehen, mit einer solchen Anordnung das Beste getan zu haben.

Transistorschalter Q3 und Q4

In ähnlichen Schaltungen beim bipolaren 555 (siehe auch dort) hatte ich die Spannungsreferenz durch Kurzschluss direkt ein- und ausgeschaltet. Das hatte zur Folge, dass sich die Referenzspannung bei jedem Einschalten neu aufbauen musste. Für höhere AMV-Frequenzen ergaben sich Nachteile, da die verwendeten Bandgap-Referenzen nicht schnell genug waren. Nur mit geschalteten LEDs als 1,6V-Referenz konnte der negative Einfluss des An- und Abschaltens zurückgedrängt werden. Wie gesagt, das war bei den Dreieck-Generatoren mit bipolaren 555 so realisiert.

CMOS-555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2017 © Peter E. Burkhardt

In den hier realisierten Schaltungen mit CMOS-555 wird ein anderes Konzept verfolgt. Die Referenzspannung wird nicht mehr direkt ein- und ausgeschaltet, sondern über einen relativ hochohmigen Widerstand. Dadurch muss das Referenzelement nicht so große Spannungshübe verarbeiten, sondern es läuft mit nahezu konstanter Last ständig durch. Nur die geringfügigen Lastsprünge durch die Widerstände (R7, R8) müssen ausgeglichen werden.

(Bild-Wiederholung)

Zu den schaltenden Transistoren (Q3, Q4) ist anzumerken, dass mich die Eigenschaften eines bipolaren Transistors überrascht haben. Es ergab sich im EIN-Zustand nur ein Kollektor-Emitter-Spannungsabfall von 1 bis 4 mV, je nach Transistortyp. Das hängt sicherlich mit dem ungewöhnlichen Arbeitspunkt zusammen. Es wird nur ein Strom von 0,14 mA bei einer anfänglichen Kollektor-Emitter-Spannung von 2,5 V geschaltet.

Vorgelagerte Versuche mit Mosfets als Schalter waren zwar bezüglich Spannungsabfall über der Schaltstrecke (Drain-Source-Kanalwiderstand) noch erfolgreicher, doch das Schaltverhalten war viel schlechter als beim bipolaren Transistor. Das hängt sicher mit den umzuladenden Kapazitäten des Mosfets zusammen.

Frequenzverhalten

Die durch Anwendung des CMOS-555 erhoffte Geschwindigkeitssteigerung, d.h. eine höchstmögliche AMV-Frequenz, blieb aus. Es wurden nur 10 kHz bei vernünftiger Kurvenform im 555-Schwellen-Limit erreicht. Als Ursachen haben sich die verwendeten Opamps (LM358) herausgestellt. Sie verursachen eine zu hohe zeitliche Verzögerung bei der Bereitstellung der Konstantströme.

Steuerung der Referenz-Transistorschalter

Die obere auf +Ub bezogene Referenz wird mit Q4 geschaltet und dazu mit Q5 und Q6 angesteuert. Die Schaltzeiten der Transistorstufen Q5 und Q6 sind zwar auf dem Oszi sichtbar, beeinflussen aber das Gesamtergebnis bezüglich AMV-Maximalfrequenz nur wenig. Der untere Referenz-Schalter Q3 kann direkt vom 555 geschaltet werden.

Ursprünglich war die gesamte Referenz-Steuerung am Discharge-Ausgang (Pin 7) angeschlossen, natürlich mit einem entsprechenden relativ niederohmigen Pull-up-Widerstand nach +Ub. Das brachte noch schlechtere Ergebnisse bezüglich AMV-Maximalfrequenz. Die Vorderflanke des Pin7-H-Impulses ist relativ stark verschliffen. Die Rückflanke ist in Ordnung. Nun ist es zwar so, dass in der AMV-Standard-Schaltung die Rückflanke (also die Discharge-Flanke) zur schnellen Einleitung der C-Entladung maßgebend ist. Soll aber die Vorderflanke, also der Übergang vom durchgesteuerten zum gesperrten Qdis, ausgewertet werden, kann die Verrundung wie gemessen zu zusätzlichen Zeitverzögerungen führen.

CMOS-555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2017 © Peter E. Burkhardt

Der normale Gegentaktausgang am Pin 3 des 555 liefert aber ein absolut sauberes Rechtecksignal mit steilen Flanken bis in den Grenzbereich des 555. Die Steuerung der Referenz-Schalter ist deshalb am 555-Ausgang angeschlossen. Jetzt ergab sich keine zusätzlcihe negative Beeinflussung bezüglich der maximalen AMV-Frequenz.

(Bild-Wiederholung)

Die Belastung am 555-Ausgang führt zu keiner schädlichen Signalverfälschung, nur zu einem geringen Amplitudenverlust mit zwar signifikantem aber nicht störenden Dachabfall. Soll die Rechteckspannung, deren Frequenz und Tastverhältnis mit den Potis VR1 und VR2 einstellbar ist, als Ausgangsspannung Ua weiter verwendet werden, ist eine Impulsformung zum nahezu idealen Rechteck leicht mit digitalen ICs (+Ub beachten!) oder schnellen Transistor-Schaltern möglich.

Fazit

Die Schaltung mit dem Opamp LM358 liefert eine amplitudenstabile Dreieckspannung bis zu ca. 10 kHz, die maximal nutzbare Rechteckspannung liegt bei ca. 60 kHz. Für die Anwendung bei niedrigen und sehr niedrigen Frequenzen (Sekundenbereich) gibt es keine Einschränkungen bezüglich Linearität und Amplitude.

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Sägezahn/Dreieck-Generator, OPV-SQ NE5532

Um bessere Ergebnisse gegenüber des Sägezahn-/Dreieck-Generators mit dem Universal-Opamp LM358 zu erreichen, ist in der folgenden Schaltung ein Audio-Opamp NE5532 eingesetzt. Dieser Opamp hat eine Kleinsignal-Bandbreite von 10 MHz (LM358: 1,1 MHz).

Schaltungsbeschreibung

Da die Schaltung der vorigen AMV-Schaltung gleicht, erübrigt sich eine erneute Beschreibung. Lediglich die Betriebsspannungsversorgung musste durch den Austausch der Opamp-Typen geändert werden. Der NE5532 kann aufgrund seiner anderen Endstufe kein bis GND reichendes Ausgangssignal liefern. Er benötigt eine negative Versorgungsspannung, die auf -10 V festgelegt wurde. Ein anderer negativer Wert (ab etwa -5 V) wäre auch möglich.

Frequenzverhalten

Die Messergebnisse im Schaltbild zeigen, dass die obere Frequenzgrenze zwar etwas hinausgeschoben wurde, dass sich aber signifikant nicht viel geändert hat. Begann in der vorigen Schaltung bei 10 kHz die Dreieckspannung größer zu werden, ist dies in dieser Schaltung erst bei 14 kHz der Fall. Die nutzbare obere Frequenz der Rechteckschwingung ist aber von 60 kHz auf 110 kHz gestiegen.

Fazit

Die Schaltung mit dem Opamp NE5532 liefert eine amplitudenstabile Dreieckspannung bis zu ca. 14 kHz, die maximal nutzbare Rechteckspannung liegt bei ca. 110 kHz. Die Schaltung erfordert allerdings eine bipolare Versorgung des Opamp-ICs. Für die Anwendung bei niedrigen und sehr niedrigen Frequenzen (Sekundenbereich) gibt es keine Einschränkungen bezüglich Linearität und Amplitude.

CMOS-555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
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Sägezahn/Dreieck-Generator, Transistor-SQ

Nach dem immer noch unbefriedigenden Ergebnis der beiden vorigen Dreieck-Generatoren bezüglich oberer AMV-Frequenz wäre der Test mit noch schnelleren Opamps sinnvoll gewesen. Leider standen keine passenden ICs zur Verfügung. Deshalb wurde die Schaltung mit zwei einfachen Transistor-Stromquellen aufgebaut. Der Vorteil ist, man kommt wieder mit nur einer Betriebsspannung aus.

Schaltungsbeschreibung
Prinzip

Die obere Stromquelle mit Q2 und Referenzelement IC3 lädt den frequenzbestimmenden Kondensator C über die Widerstande VR2 und R2 auf. Die untere Stromquelle (Q1, IC2, R1, VR1) entlädt diesen Kondensator wieder.

Ladestrom und Entladestrom sind konstant und können mit VR1 (unten) und mit VR2 (oben) eingestellt werden.

Für den richtigen Zeitpunkt des C-Ladens und des C-Entladens sorgen die Transistorschalter Q4 (oben) und Q3, die vom 555-Ausgang angesteuert werden. Sie schalten die Referenzspannung jeweils entgegengesetzt zu bzw. ab. Zusammen mit der 555-Funktion (Komparatoren, FF) ergibt sich so eine sich wiederholende Dreieckschwingung über dem Kondensator C.

Spannungsreferenz IC2, IC3

Beide Bandgap-Referenzen sind temperaturstabil und gegen Rauschen mit einem kleinen Elko überbrückt. Zusammen mit den Opamps ergeben sich temperaturstabile Konstantströme mit hohem Innenwiderstand.

Transistorschalter Q3 und Q4

Die Stromquellentransistoren Q2 bzw. Q1 werden mit den Transistorschaltern Q3 bzw. Q4 gesperrt oder durchgeschaltet, je nachdem, ob gerade das C-Laden oder das C-Entladen erforderlich ist. Die Referenz IC3 bzw. IC2 wird nicht direkt geschaltet, sondern ist über den Widerstand R8 (oben) bzw. R7 (unten) gepuffert. Dadurch muss das jeweilige Referenzelement nicht so große Lastsprünge verarbeiten.

Steuerung der Referenz-Transistorschalter Q3 und Q4

Die obere auf +Ub bezogene Referenz wird mit Q4 geschaltet und dazu mit Q5 und Q6 angesteuert. Die Schaltzeiten der Transistorstufen Q5 und Q6 sind zwar auf dem Oszi sichtbar, beeinflussen aber das Gesamtergebnis bezüglich AMV-Maximalfrequenz nur wenig. Der untere Referenz-Schalter kann direkt vom 555 geschaltet werden.

CMOS-555 als AMV: AMVs mit Stromquellen-Steuerung
2017 © Peter E. Burkhardt

(Bild-Wiederholung)

Ursprünglich war die gesamte Referenz-Steuerung am Discharge-Ausgang (Pin 7) angeschlossen, natürlich mit einem entsprechenden relativ niederohmigen Pull-up-Widerstand nach +Ub. Das brachte noch schlechtere Ergebnisse bezüglich AMV-Maximalfrequenz. Die Vorderflanke des Pin7-H-Impulses ist relativ stark verschliffen. Die Rückflanke ist in Ordnung. Nun ist es zwar so, dass in der AMV-Standard-Schaltung die Rückflanke (also die Discharge-Flanke) zur schnellen Einleitung der C-Entladung maßgebend ist. Soll aber die Vorderflanke, also der Übergang vom durchgesteuerten zum gesperrten Qdis, ausgewertet werden, kann die Verrundung wie gemessen zu zusätzlichen Zeitverzögerungen führen.

Der normale Gegentaktausgang am Pin 3 des 555 liefert aber ein absolut sauberes Rechtecksignal mit steilen Flanken bis in den Grenzbereich des 555. Die Steuerung der Referenz-Schalter ist deshalb am 555-Ausgang angeschlossen. Jetzt ergab sich keine zusätzlcihe negaive Beeinflussung bezüglich der maximalen AMV-Frequenz.

Die Belastung am 555-Ausgang führt zu keiner schädlichen Signalverfälschung, nur zu einem geringen Amplitudenverlust mit zwar signifikantem aber nicht störenden Dachabfall. Soll die Rechteckspannung, deren Frequenz und Tastverhältnis mit den Potis VR1 und VR2 einstellbar ist, als Ausgangsspannung Ua weiter verwendet werden, ist eine Impulsformung zum nahezu idealen Rechteck leicht mit digitalen ICs (+Ub beachten!) oder schnellen Transistor-Schaltern möglich.

Frequenzverhalten

Eine einfache geschaltete Stromquelle ist schneller als ein präzise Stromquelle mit Opamps. Das belegen die Messergebnisse (siehe Bild). Maximal sind 16 kHz möglich, wenn die Dreieck-Amplitude über C noch stabil innerhalb der 555-Schwellen bleiben soll. Das ist bedauerlich, wird doch die Maximalfrequenz eines CMOS-555-AMV mit 3 Mhz angegeben. Dieser Wert bezieht sich aber auf die erzeugte Rechteckschwingung am 555-Ausgang und nicht auf eine amplitudenstabile Schwingung über dem Kondensator.

Fazit

Die Schaltung ohne Opamps, aber mit einfachen Transistor-Stromquellen, liefert die besten Ergebnisse. Eine amplitudenstabile Dreieckspannung ist bis zu 16 kHz möglich, die maximal nutzbare Rechteckspannung liegt bei ca. 200 kHz. Die äußere Beschaltung des 555 mit Transistoren (keine Standard-Opamps) ist schnell genug. Die maximale Frequenz der Dreieckspannung (bzw. Sägezahnspannung) wird von den Laufzeiten des 555 begrenzt.

 

© Peter E. Burkhardt